DSP数字处理
DSP数字处理（精选12篇）
DSP数字处理 第1篇
几乎在所有的工程技术领域中都会涉及到信号处理问题，其信号的表现形式有电、磁、机械以及热、光、声等。信号处理的目的一般是对信号进行分析、变换、综合、估值与识别等。信号分为两种：一种是连续信号(即模拟信号)，它的幅度和时间都取连续变量;另一种是数字信号，他的幅度和时间都取离散值。一般来说，数字信号处理的对象是数字信号，模拟信号处理的对象是模拟信号。但是，如果系统中增加数模转换器和模数转换器，那么，数字信号处理系统也可以处理模拟信号，模拟信号处理器也可以处理数字信号。这里关键的问题是两种信号处理系统对信号处理的方式不同，数字信号处理时采用数值计算的方法，完成对信号的处理，而模拟信号处理则是通过一些模拟器件，例如晶体管、电阻、电容、电感等完成对信号的处理。
1 核信号特点和数学描述
1.1 核信号的特点
核探测器输出信号是一系列具有特定形状的随机信号。用于能谱测量的探测系统中包括核辐射探测器[7]和必要的前端电路，如电荷灵敏前置放大器等。由前放输出的核信号波形将因前放结构的差异而不同。其中阻容反馈式前放输出脉冲可由双指数函数表示，其幅度归一化形式如式(1)[1]
式中，τ1和τc分别为双指数形信号的快慢时间常数，其上升时间τr和衰减时间τf是由τ1和τc共同决定的k1和k2系数因子。
开关复位式前放输出脉冲形状为一系列具有快指数上升沿的阶跃信号的堆积。其中每个信号经幅度归一后可表示为如下的形式[1]
式中，u(t)为单位阶跃函数,τ为时间常数。
1.2 核信号的统计特性可以下列各式表征
1)核事件计数率和相邻两事件发生时间间隔的泊松分布描述：
式中，P表示核事件发生并引起探测器计数的概率，M为计数值的数学期望。
时间间隔为t的脉冲发生的概率dP(t)可表示为：
相邻脉冲平均时间间隔t和间隔t的方差σt2
2)探测器实际输出脉冲幅度的高斯分布：
式中：P(V)为幅度V的波形发生概率，为探测器输出脉冲幅度平均值,σ幅度标准差。
3)噪声特性描述[2,3]
叠加在信号上的噪声由δ噪声和阶跃噪声两部分组成(a噪声和b噪声)，其频率特性如下式所示：
式中，a为δ噪声(a噪声)系数,b为阶跃噪声(b噪声)系数。其中a噪声和b噪声的幅度分别按(0,σa)和(0,σb)呈高斯分布。
2 核信号数字处理实现方法和流程
核信号是信息的物理表现形式或者说是传递核信息的函数,而核信息则是核信号的具体内容。数字信号处理则是把探测器采集到的核信号用数字或符号表示的序列，通过计算机或通用(专用)信号处理设备，用数字的数值技术方法处理，已到达提取有用信息便于应用的目的。
数字信号处理的直接对象是数字信号，处理的方式是数值运算的方式，是它相对模拟信号处理ya(t)具有许多优点xa(t)，数字信号处理系统的基本组成，系统首先把模拟信号变换成数字信号，然后用数字技术进行处理，最后再还原成模拟信号。这一系统我们可以用图1来表示[4,5,6]。
数字信号处理系统的实现方法主要分为软件实现法、硬件实现法和软硬件结合实现法。本文中主要采用软硬件结合实现法，即利用专用的数字信号处理器(DSP芯片)，通过配置硬件和软件编程，实现所要求的对核信号的数字信号处理任务。
3 基于DSP的核信号分析功能模块改善
一个通用的核脉冲信号分析系统的主要设计目的有：获得高的能量分辨率;高的时间分辨率;减小系统的死时间;克服模-数变换的微分号，或丢弃或加以恢复利用;能够对输入信号波形进行波形判别等。基于DSP的核脉冲分析系统对这些要求的实现方法和模拟技术有很大不同。图2是基于DSP的核信号分析系统的主要功能组成示意图。从实现角度来看，利用数字化技术分析核信号的关键技术可以分为三个部分：一是输入信号的数字化和触发记录，其中触发记录方式的多样性和灵活性是多种分析方法实现的基础。二是数字信号预处理和DSP处理，该部分根据测试分析的目的从采样信号中分析提取所需要的物理信息，例如核信号的能量信息和定时信息，随着DSP技术的快速发展，DSP能够实现的实时分析算法也越来越复杂，随之提取的物理信息的精度也不断提高。第三部分是为了克服AD变换器的微分非线性误差，提高变换精度而采用的法的实现。
研究用全数字化手段处理和分析核信号过程中的重要算法和关键实现技术是相当重要的。Dither是用人为产生的噪声迭加在输入模拟信号上，从而改善ADC性能的一种方法。Dither法可以分为两类：一类是白噪声Dither,第二类是可去除的(subtractive)的白噪声Dither。通过仿真和电路设计试验,分析了数字核信号的移动积分、正交多项式半高斯波形拟合算法和峰值寻找算法,使用环形存储器实现了信号触发后的不同记录方式，使用Dither法改善ADC的微分非线性,以及多级流水线结构设计可以减少系统死时间等。
4 结论
研究用全数字化手段处理和分析核信号过程中的重要算法和关键实现技术是相当重要的。将核信号直接数字化,并记录在存储器中,再用DSP对数字化的核信号进行分析,这种方法相对于以往的模拟技术,无论在灵活性方面还是在应用新的分析手段方面都具有绝对优势。但如果系统的总体结构设计不好,有可能会有大的系统死时间。解决这一问题的有效方法是采用多级流水线结构完成整个处理过程。使用环形存储器实现了信号触发后的不同记录方式，使用Dither法改善ADC的微分非线性,以及多级流水线结构设计可以减少系统死时间等。通过实验对上述主要算法和电路实现技术进行了测试和验证。
参考文献
[1]NicholsonP W.Nuclear Electronics[M].London:A Wiley-Interscience Publication,1974:88.
[2]Goulding FS.Pulse-shaping in Low-noise Nuclear Amplifiers:a Physical Approach to Noise Analysis[J].Nucl Instrum Methods,1972,100:493.
[3]Stoica P,et al.TheSteiglitz-McBride.Indentifica-tion.Algorithm Revisited-Convergence Analysis and Accuracy Aspecrs[J].IEEE AC,1981,26(3):712.
[4]王玉祥.信号与系统[M].哈尔滨:哈尔滨工业大学出版社,2000.
[5]程佩青.数字信号处理教程[M].北京:清华大学出版社,2007.
[6]丁玉美,高西全.数字信号处理[M].西安:西安电子科技大学出版社,1994.
双DSP电机控制数字平台设计 第2篇
摘要：和异步机的各种控直接转矩控制目前已经应用到同步机制系统中，由于其采用Bang?Bang控制，长控制周期将导致大电流和大的转矩脉动这两个突出问题，要使控制性能更为优越必然对控制周期提出更高的要求。提高控制平台性能是解决这些问题的有效途径之一。TI公司的系列DSP是电机控制领域常用芯片，针对电机控制设计的事件管理器具有突出优点。3X系列DSP则是性价比很好的通用芯片，浮点运算，数据处理速度快。为此采用双DSP系统结构，从电机控制领域特点出发，利用TMS320LF2407A控制上的强大功能而专注于控制方面的工作;TMS320VC33浮点运算能力强，则进行数据的分析和处理。使用双口RAMCY7C025实现双机之间的高速数据交流和通信，使得不同MDSP优势充分体现，协同工作，大大提高控制平台的性能。
关键词：电机控制;直接转矩控制;双DSP;双端口RAM;通信
引言
直接转矩控制[1]是目前广为研究的电机控制理论之一，已在异步机上取得了成功，而在同步机方面的应用也已有了一定发展[2]。由于该理论直接对转矩进行控制，故瞬态性能得到了显著的改善。但是，由于其采用的是Bang?Bang控制，控制周期过长会使电流过大;同时大周期会使转矩脉动加大。为了解决这个问题可以从控制策略上加以改进，比如采用SVM?DTC[3]来取代传统DTC方案;也可以在控制平台上加以考虑，提高处理器速度，缩短控制周期。以单个DSP为核心的控制平台(常见的芯片如TI公司的2000系列)，由于既要完成复杂的算法，还要执行数据采集、控制信号输出、系统保护以及人机交互等一系列操作，无法有效地缩短控制周期。在综合考虑了各种数字信号处理器的性能之后，决定采用双DSP并行工作的体系结构;并同时考虑到该控制系统的`特点，即在每个控制周期内两个DSP之间交换的信息很少，不同于诸如图像采集系统[4]那样，需要大流量的数据交换。由此采取了一系列特殊的设计思想。首先，在芯片的选型上兼顾了各自不同的特点，即专用于电机控制领域的芯片TMS320LF2407A专注于控制;高速通用数据处理芯片TMS320VC33则着眼于复杂算法的实现，从而充分利用了各自的特点。其次，针对电机控制这一特定领域，需要采集的数据相对较少，同时反馈的也只是计算结果，即PWM波发送策略，并无大量中间结果，因此，需要考虑的重点是控制方法的实现，和数据采集的实现必须占用尽可能少的资源。同时由于数据量较少，可以用较小的代价来实现数据的冗余，使得数据处理时更加灵活和方便，DSP之间并不一定保持同步工作状态。为了实现两个DSP之间的数据交换和通信，选择了双口RAM作为两者之间的媒介。并从硬件和软件上相互配合，避免存储空间争用[5]的同时，使得数据存储过程尽量少耗费各种资源。
1 硬件系统构成
TMS320LF2407A最突出的特点在于其事件管理器模块：共有两个事件管理器EVA及EVB，提供了8个16位脉宽调制(PWM)通道。这些都是针对电机控制而设计的，在PWM波的产生上相当方便可靠;可编程的PWM死区控制可以防止上下桥臂同时输出触发脉冲而导致直通。同时每个模块还提供了两个外部引脚PDPINTA和PDPINTB，当该引脚上出现低电平时事件
DSP数字处理 第3篇
摘要：采用FPGA和DSP的结构实现实时图像采集处理系统，利用FPGA运行速度快、并行处理能力强的优势，采用“对数拉伸”算法对摄像头采集的数据进行前期预处理，达到图像增强，使得停车场类昏暗光线图像亮度分布不均匀的图像变得清晰；利用DsP具有较强处理复杂算法的优势，对FPGA传送过来的分块图像数据采用JPEG并行压缩算法进行图像的压缩，实验结果表明，图像增强模块能够明显改善图片质量，FPGA和DSP的结构能够很好的满足系统实时性的要求，
关键词：FPGA；DSP；图像采集；图像增强；图像压缩
DOI：10.15938/j.jhust.2016.04.008
中图分类号：TP391.41
文献标志码：A
文章编号：1007-2683（2016）04-0040-05
0引言
随着现代技术的发展和人们对图像采集处理质量需求的不断提升，对图像采集系统的性能和实时性提出了更高的要求，而对于数据量大、噪声干扰严重的图像数据，采用单个DsP芯片难以满足系统的性能和实时性的要求，用FPGA对图像进行预处理并实现对DSP的控制与管理，就可以很好的解决了这类问题，本系统针对停车场类昏暗光线图像，利用FPGA采用零有效视频信号提取算法提取出输入的有效的YUV视频数据，采用对数拉伸增强算法对图像进行预处理，预处理后的图像送入到DSP内采用并行JPEG压缩算法对数据进行压缩，仿真结果表明，图像增强模块使昏暗光线图像明显增强，数据压缩后使信息传输量减少20%，能很好地满足系统实时陛要求，
1.实时图像采集处理系统总体结构
系统总体框图如图1所示，系统分为9个模块，FPGA内包含的模块有视频解码模块，12C配置模块，视频帧存模块，去除隔行模块，视频增强模块，DSP接口模块，
DSP芯片内包含的模块有图像数据接口模块，图像数据缓存模块，图像压缩模块，通过CCD摄像头对视频进行采集，图像数据送入视频A/D转换芯
2.1视频解码模块设计
视频解码模块接受模数转换器ADV71781 B的YUV数字信号，这些数字信号中包含有场参考信号VS、行参考信号HS和奇偶场信号，要对YUV信号分别进行处理必须从图像数据中提取出有效的Y、u、V数据，摄像头采集的数据经过ADV7181B转片中，经12C总线对视频A/D转换芯片初始化，完成控制寄存器的配置，使其上电后进人工作模式；A/D转换芯片输出图像送人视频解码模块，视频解码模块接收A/D转换的视频流后对视频流进行解码，产生YUV数据；视频帧存储模块采用乒乓存储算法结构对YUV数据进行存储，使YUV图像数据转化成并行数据；为了增强视频效果，消除抖动闪烁去除隔行模块完成采集图像的奇场帧和偶场帧的合并，由于系统应用于地下车库监控系统，采集的图像数据光线以及灯光等原因图像画面不清晰，通过图像增强模块增强其对比度使图像清晰；增强后的图像数据通过DSP接口模块送入DSP芯片内进行压缩；DSP芯片压缩处理数据量很大，为避免数据丢失，图像数据通过DSP内部的接口模块和图像缓存模块缓存到SDRAM中；缓存一帧图像数据后，在DSP内也采用乒乓读写操作将数据送入压缩模块进行压缩，压缩后数据送回FPGA存储待发送。
2.FPGA内部模块设计
FPGA内部共有5个模块组成，顶层仿真设计电路如图2所示，输人为摄像头采集的复合信号DATA，时钟信号elk，输出为经过处理的视频有效信号和压缩后传回FPGA的YUV_DATA、YUV_DA-TA0信号，换后输出符合ITU—R656的信号DATA，行同步信号HS，帧同步信号VS，DATA的数据格式如图3所示，视频解码模块主要是提取出YUV数据，即将串行的数据转换为并行的YCrCb数据，
从上图可以看出AV信号都是以“FF0000”作为开始信号，但SAV的XY[4]=0，EAV的XY[4]
1.利用这点我们构造一个检测电路来实现YUV数据的并行输出，视频数据提取算法如图4所示，算法在实现上利用状态机完成对“FF0000'数据流以及SAV、EAV的识别，识别出有效数据后操作设置好的计数器cnt，算法中YUV数据为422格式，当cnt=0时输出Cb，cnt=1时输出Y，cnt=2时输出Cr，cnt=3输出Y，最终得到YUV有效的视频数据，
2.2视频帧存模块设计
视频解码模块输出的YUV信号需要三个缓存器进行缓存，通过软件自带的端口RAM的宏模块把每个缓存定义成双端口的深度均为1024，每个数据端口宽度为8位RAM缓存器，
2.3去除隔行模块设计
去除隔行模块采用帧内复制的方法，具体实现方法就是改变视频帧存模块中双端口RAM的读写时钟，使读时钟是写时钟频率的两倍，这样每行的数据读两遍，隔行数据就变成了逐行数据，
2.4图像增强模块设计
2.4.1图像增强算法
地下车库的灯光相对较暗，往来进出的车辆很多而且都开着大灯，在图像中显示结果为车灯的部分特别亮，使得周围的图像模糊不清，从灰度值方面来说，灰度值为O～125之间和200～255之间的像素特别集中，这时如果直接使用原图，则图中的一部分低灰度细节可能会丢失，由于原图的灰度动态灰度值分布范围不均匀，可能大于显示设备允许的范围，使得原图的一些灰度级显示不出来，为此将地下车库的采集图像做灰度映射，使原图的动态灰度值分布变得均匀，对数形式的压缩算法可以很好地解决此类问题，其原理为：
利用上式可将原来动态范围很大的s转换为动态范围较小的t，从图5中可以看出，大部分低灰度值的像素经过映射后其灰度值会集中到高亮度区段，总体来说就是同时增大图像的亮度，对于原来灰度值小的增亮的幅度大些，原灰度值大的增亮的幅度小些，从而达到图像亮度均匀，细节不模糊的效果，
2.4.2图像增强模块硬件结构设计
图像增强主要针对于亮度信号，也就是YUV信号中的Y路信号，去除隔行模块输出的是YUV三路并行的8位信号，因此在增强模块中还要保证u、V两路信号的同步，为此采用与之前模块同样的方式设置三个宽度为8位，深度为1024的FIFO，增加一个检测电路使三路信号完成并行转换到串行，使输出给接口控制模块的数据为单路8位宽的有效图像数据，从后面仿真对比图可以看出经过图像增强模块后图像对比度明显增强，从图6的a）图可以得出整个处理过程共需O，17 ms，而从b）图可以看出在MATLAB软件上完成的时间为1，7s，
2.5接口控制模块设计
FPGA内部的接口控制模块通过一个时钟锁相环来控制，FPGA和DSP的数据通信接口如图7所示，为了将处理后的视频数据并行处理，采用8个FIFO寄存器将视频数据进行分块，第9个FIFO用来接收DSP送回的压缩数据，视频数据采集、处理完成之后，FPGA通过FIF08的空信号（empty flag）查看8个FIFO中是否数据已满，如果未满，则将数据在写时钟的逻辑控制下，顺序写入到FIFO中；同时将FIF08中满信号连接到DSP的中断引脚，满信号置高，会触发DSP的DMA进程，将寄存器中数据读走，DSP压缩一帧数据完成后通过EMIF接口将数据送回FPGA。
3.DSP内部设计
3.1图像压缩并行算法
为了达到实时性的目的对预处理后的图像进行并行JPEG压缩处理，JPEG压缩编码主要由预处理、DCT变换、量化、Huffman编码等流程构成，如图8所示，
JPEG压缩编码时，需先将原始的二维图像分成8×8的数据块并行处理，然后将各数据块按从左到右，从上到下的顺序分别进行DCT变换、量化、“之”字型（Zig-Zag）扫描和Huffman编码，分别需要量化表和Huffman编码表的支持，将8×8数据块的DCT转换为16次一维8点DCT变换，只要提高一维DCT的速度就可以提高二维DCT的速度，利用DSP的专用指令乘累加运算来优化DCT算法，DCT变换和Huffman编码采用和传统算法一样的实现方法，用C语言和汇编语言在DSP内部实现，
与传统JPEG算法在DSP芯片上实现有所不同的是，在图像压缩模块中并没有进行对二维图像的分块处理，DSP压缩模块接受的是经过FPGA分块处理后的图像数据，DSP在经过缓存后可以直接对其进行后续的压缩处理，这样既提升了整个系统的处理速度，更好的满足实时性，又减少了DSP对存储器的调用，
3.2图像压缩结果
经过DSP芯片压缩后的数据通过与FPGA接口模块传送回FPGA，最终存储或显示出来，由图9（a）（b），可以明显看出比原图像更加清晰，由图9（c）可以看出压缩后尽管有一些失真，但还是保留了原图像的细节，达到了要求，
5.结论
DSP数字处理 第4篇
语音信号作为一个重要的研究领域, 20世纪60年代中期形成的一系列数字信号处理方法和技术, 如数字滤波器、快速傅里叶变换等成为语音信号数字处理的理论和技术基础。在方法上, 随着电子计算机的发展, 以往的以硬件为中心的研究逐渐转化为以软件为主的处理研究。之后逐步发展起来的动态时间规整技术、线性预测技术、矢量量化技术和隐马尔科夫模型等相继被应用于语音信号处理, 并经过不断改进与完善, 使得语音信号处理技术产生了突破性的进展。目前, 语音信号处理发展日趋成熟, 并被细化为语音识别、语音编码、语音合成、语音增强等不同学科深入研究。设计一款基于DSP的数字语音信号处理系统对语音信号处理有重要意义。
2 系统硬件设计方案
DSP语音处理系统主要由DSP芯片及其外围电路、AD转换电路和USB模板电路三部分组成。首先系统利用语音输入设备 (麦克) 将采集的模拟语音信号送入A/D (TLC320AD50C) 转换电路, 将其转换成便于DSP处理的数字信号, 并将转换所得数字信号送入DSP等待处理;其次, 编制程序完成滤波和端点检测等语音信号处理的算法, 并通过PC机或语音输出设备展示处理后的语音信号。系统结构框图如图1所示。
3 FIR数字滤波器算法的DSP实现
本设计中采用窗函数法设计FIR滤波器。TMS320vc5410在指令集和硬件结构上, 对滤波器算法的实现, 有专门的考虑。首先是在指令中设置了MACD指令, 它的功能是将数据区的两个数相乘以后, 再与累加器中的值累加, 运算结果仍保留于累加器中, 而为下一次操作准备;其次在硬件上, 设计了间接寻址时的循环寻址功能, 即将滤波器系数保存于一个可循环寻址的数据缓冲区, 寻址指针由低地址自动增长, 当达到缓冲区顶部时, 自动返回低地址重新寻址, 这样, 配合单指令重复指令RPT, 就可以快速实现卷积操作。程序设计流程图如图2所示。
4 FIR滤波语音信号端点检测
语音信号一般可分为无声段、清音段和浊音段。无声段是背景噪声段, 平均能量最低;浊音段为声带振动发出对应的语音信号段, 平均能量最高;清音段是空气在口腔中的摩擦、冲击或爆破而发出的语音信号段, 平均能量居于前两者之间。清音段和无声段的波形特点有明显的不同, 无声段信号变化较为缓慢, 而清音段信号在幅度上变化剧烈, 穿越零电平次数也多。经验表明, 通常清音段过零率最大。端点检测就是首先判断“有声”还是“无声”, 如果有声, 则还要判断是“清音”还是“浊音”。为正确地实现端点检测, 一般综合利用短时能量和过零率两个特征, 采用“双门限检测法”。
对经滤波后的语音信号进行端点检测, 采用了双门限检测法。图3为孤立词“民院”的语音信号处理结果。
5 结论
文中设计了一种基于DSP的数字语音信号处理系统, 该系统可以对语音信号进行分析处理, 实验结果较理想, 因此该系统的设计具有重要的应用价值。
摘要：本文以TMS320VC5410芯片为核心, 设计了一种基于DSP的数字语音信号处理系统。系统主要包括DSP及其外围电路、模拟数字转换电路和USB模板电路。利用该系统可实现模拟语音数字化, 并对16阶FIR滤波和语音信号的端点检测仿真。仿真结果表明数字语音信号处理系统性能达到了设计要求。
DSP数字处理 第5篇
摘要：介绍了自行设计的移动机器人CASIA-I中超声测距系统的软、硬件，以及超声测距数据与上位机通信的设计和实现过程。该系统以DSP-TMS320LF2407A作为核心处理器，以CAN总线为基础，实现了上述功能。经实验验证，测距范围为0.45m～3.5m，系统测距精度在0.7%以内，可以满足移动机器人室内导航的要求。
关键词：移动机器人DSP超声测距CAN总线通讯
移动机器人要实现在未知和不确定环境下运行，必须具备自动导航和避障功能。在移动机器人的导航系统中，传感器起着举足轻重的作用。视觉、激光、红外、超声传感器等都在实际系统中得到了广泛的应用。其中，超声波传感器以其信息处理简单、速度快和价格低，被广泛用作移动机器人的测距传感器，以实现避障、定位、环境建模和导航等功能。
传统的轮式移动机器人超声数据采集系统大多采用单片机作为微处理器，以此来测量移动机器人到障碍物的距离，并将距离通过串口传输到上位机。采用这种设计，系统制造简单、成本低。但是，对于多超声传感器测距系统，如果仍采用单片机来完成测距任务，由于系统中超声传感器数量较多，为保证系统的实时性，就需要多个单片机才能完成数据采集，这使得采集系统不可避免地存在设计复杂和一延续算法难以实现等缺陷。随着微电子工艺的发展，数字信号处理器(DSP)的应用领域已从通信行业拓展到工业控制领域。TI公司推出的TMS320LF2407A的专门针对控制领域应用的DSP，它具有高速信号处理和数字控制功能所必需的体系结构，其指令执行速度高达40MIPS，且大部分的指令都可以在一个25ns的单周期内执行完毕。另外，它还具有非常强大的片内I/O端口和其它外围设置，可以简化外围电路设计，降低系统成本。正是基于种思想，中国科学院自动化研究所在国家“863”计划的支持下，利用多DSP和嵌入式PC104自动设计和研制了轮式移动机器人CASIA-I。本文着重介绍其超声数据采集系统，同时对通过CAN总线完成的超声数据与上位机通讯的原理和设计过程进行分析说明，并给出实验结果。
图1超声数据采集硬件原理图
1超声测距原理
超声测距的原理较简单，一般采用渡越时间法，即：
D=ct/2(1)
其中D为移动机器人与被测障碍物之间的距离，c为声波在介质中的传输速率。声波在空气中传输速率为：
其中，T为绝对温度，c0=331.4m/s。在不要求测距精度很高的情况下，一般可以认为c为常数。渡越时间法主要是测量超声发射到超声返回的时间间隔t，即“渡越时间”，然后根据式(1)计算距离。
2系统硬件设计
在距地面高度为45cm、相隔为22.5°的同一环上均匀分布着16个Polaroid生产的超声传感器，其编号为1#～16#(逆时针安排)，超声传感器波束角为30°，超声传感器的最小作用距离为0.45m。超声数据采集板主要有两大模块：一是16路超声器的超声波发射和回波的接收模块，二是与上位(机器人中央控制器)的CAN总线通讯模块。其硬件结构见图1。
TMS320LF2407向I/O端口发出控制信号，启动内部定时器进行计时。此控制信号功率放大后作为超声传感驱动电路启动信号(INIT)，超声传感器产生的、遇到障碍物时返回的高频振荡信号经放大(为弥补传播过程中信号的衰减)使超声传感驱动电路的ECHO端产生高电平脉冲。ECHO电平变化经过门电路后引起TMS320LF407A外部中断，在中断程序内获取定时器的计数值，根据式(1)计算距离;否则，认为传感器前方探测范围内无障碍物。
图2超声测距数据采集程序框图
因为超声传感器之间的安装位置相差22.5°，而超声传感器的波束角为30°，如果超声波同时发射，必须会有干扰。如果采用轮循方式，即一个接一个地发射超声波，虽然可以消除串扰回波的影响，但是16个超声传感器轮循一次周期较长，降低了采集频率。为了在不降低采集频率的同时消除超声的相互干扰，本系统将16个超声传感器分成A(1#、3#、5#、7#、9#、11#、13#、15#)和B(2#、4#、6#、8#、10#、12#、14#、16#)两组，因为同一组内的两个超声传感器安装位置相差45°，通过计算可以知道，这种情况下超声传感器同时工作不会产生干扰，因而每一组里的超声传感器同时工作，组与组之间则采用轮循方式工作。这样既可以到很高的采集频率，同时也满足了系统的实时性要求。每组8个超声传感器的ECHO端分别连接到一门电路，然后通过门电路连接DSP的XINT1和XINT2端。XINT1/2引脚电平发生跳变时会产生外部中断，通过I/O口可以知道是哪个或哪几个传感器引起中断。
TMS320LF2407A内部集成了CAN控制器，通过它可以方便地构成CAN控制局域网络。TMS320LF2407A的CANTX和CANRX接口与CAN收发器SN65HVD230相连，通过SN65HVD230连接CAN总线。SN65HVD230是TI公司生产的专门针对240X系列DSP内CAN控制器与物理总线的接口。它的供电电压和TMS320LF2407A一样，仅为3.3V。由于CAN总线的数据通信具有突出的可靠性、实时性和灵活性，最高传感速率可达到1Mbps。超声采集板的数据能够快速、可靠地传给中央控制器。
3软件设计
系统软件主要由两部分构成，即超声数据采集与处理模块、CAN总线通讯模块。
3.1多路超声传感器数据采集模块
超声传感器被分为两组，两组循环交替工作。软件设计上采用两个定时器依次工作，分别对两组传感器进行计时。选择定时器的周期比超声传感器探测最大距离所需的渡越时间稍长。在每个定时器周期开始时，触发一组超声传感器同时开始工作。在定时器周期内，每个回波返回，都会触发一次外部中断(XINT1或XINT2中断)，在外部中断处理程序内，将超声波返回时间进行纪录，并将相应的超声传感器关闭。外部中断处理程序非常简短，本系统只用了不到20条指令，并且TMS320LF2407A指令执行速度很快，因而即使因进入外部中断处理程序而延误了对后来回波的处理，但这种延误的时间根据计算不大于0.5μs，由此引入的距离误差根据(1)式计算小于83.510-6m。可见误差非常小，可以忽略不计。当定时器中断时，对于距离大于最大超声探测范围的，没有相应的时间记录，给它们加上超出测距范围的标志。其它的`时钟数据都有记录，根据(1)式计算距离，然后启动下一个定时器工作，并触发下一组超声传感器。本文的超传感器的最大探测距离为3.5m，因而超声波探测的最长时间为20.58ms。所以每个定时器的周期选为20.6ms。图2只画出了一组超声传感器的处理框图，另一组与此相，不再多述。
表1超声测距系统测量值与实际值单位：cm
实际值456075100125150175200测量值43.2661.4774.76100.17125.9.84174.63200.78实际值225250275300325350测量值224.11251.7276.9297.8322.7352.5
由于受环境温度、湿度的影响，超声传感器的测量值与实际值总有一些误差，表1列出了本超声测距系统测量值与对应的实际值。采用最小二乘法对表1的数据进行拟合，结果为：
y=0.9986x+0.2111
式中，x为测量值，y为实际值。
3.2基于CAN总线的数据通信
超声数据采集板发送测距数据以中断的方式完成。TMS320LF2407A有专门的mailbox中断，用于响应发送/接收中断。每个超声传感器的测距值在DSP内用两个字节存储，而CAN总线传输标准要求每个数据帧最多只能传输8个字节的数据。本系统共有16个超声传感器，共有32个字节存储所有测距值。CAN总线传输所有测距值需要4个数据帧才能传送完。本系统的通讯过程为：中央控制器发送远程请求，超声数据采集板进入接收中断，在中断服务程序内，采用查询方式发送4帧数据，每帧数据包含4个超声传感器的测距值。本系统采用的滤特率是500kbps。TMS320LF2407A用mailbox0接收中央控制器的远程请求帖，用mailbox2发送测距数据值。图3是超声数据采集板的发送数据中断服务程序框图。其中，TA2是对应mailbox2发送数据帧完成标志位，RMP0是对应mailbox0接收数据帧的标志位。关于TMS320LF2407A的CAN模块的具体说明。
图4中央控制器接收子程序框图
中央控制器接收子程序由VC++编写。当机器人需要新的测距值时，即调用此子程序。程序框图见图4。接收程序收到一帧数据后，判断数据是否有错，若有错，则向采集板发送命令，要求重发此帧数据;若正确，发送确认命令，要求采集板发送下一组数据，直到所有的超声测距数据都接收完。
张鹤：DSP蓄势爆发 第6篇
在GMIC移动营销峰会上，包括多盟、InMobi、互动通、亿动、木瓜移动、安沃等在内的多家移动营销平台都分享了移动广告的发展趋势以及2015年的战略布局。会后，本刊记者对中国第一智能手机广告平台多盟总裁张鹤进行了专访，进一步探讨了相关话题，借此也可以对整个行业的发展进行管中窥豹的解读。
DSP发展：今年以布局为重
与PC端发展趋势相同，程序化购买也是移动广告发展的方向。
张鹤指出，目前移动端程序化购买呈现出几个变化：一是媒体流量的质量和规模都比2014年有了很大提升，之前以公开交易平台上的长尾流量为主，今年有更多优质流量进入；二是需求端的变化，今年开始很多大品牌广告主逐渐有了明确的DSP（程序化购买）预算，同时很多大型4A公司设立了专门对接DSP的部门，这在去年都还很少；三是DSP平台的发展，越来越多数字营销企业在布局移动DSP，这些都说明整个行业大环境在发展。根据芒果的数据，截至今年3月，国内号称具备移动DSP平台的程序化购买企业已超过60家。
张鹤判断，2014年是移动DSP的起步阶段，2015年将是资源整合和蓄势的阶段，到2016年预计会有一个爆发。
多盟也在2014年推出了自己的DSP平台，并定位于DSP+ADN的发展策略，继续发挥自身积累多年的广告网络资源和优势，形成一种“进可攻退可守”态势。从广告形式上看，正在从插屏广告向原生广告转变，其中最具代表性的是信息流广告。多盟的必得DSP整合了行业最好的信息流广告资源，包括QQ空间、百度贴吧等。
但是张鹤表示，今年多盟对于DSP的收入并没有很高预期，他认为目前还不到谈收入的阶段，主要任务还是布局和教育市场，尽可能多做出一些好的案例给广告主看到，让他们把更多预算投到移动DSP上来。
据悉，广告投放大户宝洁目前已有70%-75%的数字广告预算是通过程序化购买进行投放的。但是从总体上，广告主对移动端程序化购买的接受度还远不如PC端。据张鹤介绍，目前品牌广告主在移动营销上的预算投入大概占到数字营销预算的20%左右，DSP上就更少，但增长势头非常明显。
数据和技术将是未来核心竞争点
另一方面，张鹤指出移动DSP的竞争最终还是要回归到技术能力、数据能力和平台服务能力上，因此今年在布局的同时，多盟还要“练好内功”，不断提升数据处理和优化能力，以提高DSP的投放效率。
由于几位创始人的技术背景，多盟在移动广告行业内素来以技术著称。经过将近5年的积累，多盟已覆盖了超过7亿的移动终端设备，拥有丰富的用户行为数据。即便如此，张鹤表示，在大数据的汪洋大海中迅速准确地找到广告主需要的目标用户依然不是一件容易的事情，还需要更丰富的数据，和不断地优化。
多盟OCPC是业界首创的优化CPC算法的一种优化手段，能够基于广告主期望的转化成本最大化优化单独流量上的出价。简单来说，就是在保证平均CPC价格不高于广告主预算的情况下根据广告主的转化成本倒推出可出的竞价价格。用不同价格购买不同质量的流量，降低成本，获取更高质量用户。
“过去广告主是采用定价方式，比如说愿意拿3毛钱买一个流量，买到了就算完成KPI了。但其实广告主的真实需求并不是这个流量，而是要带来转化，就好比那个经典案例，消费者买钉子锤子这个行为背后的真实需求是墙上的洞。所以在OCPC模型中，广告主只要告诉我基本需求，我可以花2-5块钱来买一个优质流量，因为它能带来更高转化效果，只要最后平均价格不超过3毛钱就可以，但这样能大大提高采买效率和转化率。”张鹤解释了OCPC的优化逻辑。
他认为，未来随着移动DSP行业的发展，竞争最终还是会落在数据技术能力、资源整合能力和平台服务能力等方面，其中数据和技术的作用将越来越重要。
移动互联网带来全球化机遇
PC互联网时代，中国总是跟在美国后面复制，然而移动互联网则开创了新的时代，从一开始就是一个全球化的市场，流量全球竞价，用户全球分布。很多海外应用进入中国市场的同时，也有大量中国的产品和模式向海外输出，中国的地位和话语权都在提升，移动互联网为中国企业走向世界提供了更多机遇。
近几年，多盟也在转向全球市场定位，积极进行海外布局。一方面帮助中国广告主“出海”，获取海外流量和用户，另一方面也帮助很多海外应用和平台在中国区进行流量变现。张鹤表示，未来多盟会把重点放在跟Facebook、谷歌Adwords等优质资源的合作上，尤其是海外的社交平台优质流量的系统挖掘上，多盟的优化能力在其中可以得到充分体现。目前，多盟已经可以在海外市场为广告主提供超过百万级的日下载量，单一的广告主，单一天的激活数，就可以达到五六十万，甚至更高的水准。
效果化、垂直化、专业化、全球化是整个行业的大趋势。张鹤指出，现在整个移动广告行业最主要的矛盾已经不是流量不够，更多是效率问题。“资源越来越充足，但是优质流量还是比较稀缺，用能够满足广告主ROI的方式获取流量还是比较困难。”
张鹤认为，多盟现在做的事情在某种意义上就像在画一张全球地图，“就像当年哥伦布发现新大陆一样，哪里是高山哪里是河流哪里是不毛之地哪里是富矿，我们把地图画出来以后广告主就可以有目标地去寻找受众，比如游戏还是应用，他的目标人群可能有很大不同。我们的价值就是把这个地图画清楚，给广告主提供一个清晰的指南和参考，让广告主的营销预算花的物有所值。”
DSP图像处理结构设计探讨 第7篇
现代图像通信处理往往以通信速度快,传输质量高和实时性好为衡量一个通信系统好坏的标准,而以往的图像通信手段难以达到此效果。通过对计算机算法的不断开发延伸,在软件方面已经不能得到更多的发展空间,所以学者们把眼光转移到了硬件系统的开发上。使用DSP解决上述问题可以说是两全其美,一方面在硬件实现上只需根据需求进行DSP外围接口电路的设计;另一方面,随着DSP技术的快速发展,高性能芯片的不断推出,其运算能力也能满足一般图像处理的要求。而且,系统功能由算法软件来实现,对系统的维护和升级也很方便。
本文采用TI公司的多媒体DSP芯片TMS320DM642(简称DM642),实现了一种图像处理系统基本功能的应用平台,包含视频输入、视频输出以及串行通信等功能。
1 DM642的特点及应用
1.1 DM642的特点
TMS320DM642是TI公司推出的一款多媒体处理DSP芯片[1],本系统选用这款芯片作为处理器是基于它强大的性能。TMS320DM642是在TMS320C64x基础上增加许多外设接口的一款C6000系列的定点运算芯片,它采用高级Veloci TI体系结构,适合于做数字媒体应用;它的CPU时钟频率最高为720MHz,其并行处理指令的能力最大可达每个指令周期处理8条32位指令,因此最大指令处理速度为5760MIPS。该DSP为548脚BGA封装。在DM642中,CPU与一级程序高速缓存(LIP)以及一级数据高速缓存LID是直接相连的,两块Cache容量均为16KB,均工作在CPU全速访问状态。二级缓存的容量为2Mbit。DM642拥有三个可配置的视频端口(VPO、VP1、VP2),这些视频端口提供了与一般视频编解码器及数字图像传感器交互的界面。这些视频端口支持多种视频标准和方案,可以进行灵活的配置,支持图像捕获和图像显示模式。以太网媒体接入控制器(EMAC)提供了DM642 DSP核心处理器与网络之间的高效界面[2]。
DM642的EMAC支持10Mbps和100Mbps的半双工或全双工模式,支持硬件流控制与QOS。
1.2 DM642的结构
DM642基于C64x的内核构架,DM642内核的组成结构包括[3]:
(1)程序读入及指令分配、译码机构:包括程序取指单元、指令分配单元和指令译码单元。程序取指单元由程序总线与片内程序存储器相连。
(2)程序执行机构:包括2个对称数据通路(A和B)、2个对称的通用寄存器组、2组对称的功能单元(每组4个)、控制寄存器组、中断控制等。每组数据通路由读、写数据总线与片内数据存储器相连。
(3)芯片测试和仿真端口及其控制逻辑。
DM642采用哈佛结构,取指令与执行指令可以并行运行。最重要的是,在体系结构上采用了VLIW(Very Long Instruction Word)结构,程序总线宽度为256位,每一次取指操作都是取8条指令,即一个取指包。执行时,每条指令占用一个功能单元,取指、指令分配和指令译码单元都具备每周期读取并传递8条32位指令的能力,这些指令的执行在2个数据通路(A和B)中的功能单元内实施。控制寄存器组控制操作方式,从程序存储器读取一个取指包时起,VLIW处理流程开始。一个取指包可能被分成几个执行包,进行流水线处理。
1.3 DM642的高效性
DM642的高性能还得益于CPU的两级高速缓存结构,其结构框图如图一所示。CPU和一级程序高速缓存(LIP)及一级数据高速缓存(LID)直接连接,LIP和LID分别为16KByte。第二级缓存(L2)有256KByte,程序空间和数据空间是共享的,可以设置成存储单元(memory),高速缓存(cache),或者是这两者的结合。L2一部分配置为SRAM时,映射为DM642的寻址空间,CPU可以直接进行存取;L2一部分配置为cache,大小可为32KB、64KB、128KB、256KB中的一种,任何被配置为Cache的L2 SRAM不处于存储器映像中,不能被存取。
1.4 DM642的视频端口
DM642拥有三个可配置的视频端口设备(VPO、VP1、VP2)。这些视频端口设备提供了与一般视频编解码设备交互的界面,设备支持多种视频标准和方案(EL如CCIR601、ITU-AT 656、BT11120、SMPTE125M、260M、274M、296M)。这三个视频端口是可配置的并且支持图像捕获或图像显示模式。每一个视频端口有两个通道:A和B,另有一个5120字节的FIFO显示缓存可以分给两个通道使用。下面将这两种模式的主要技术性能列出来供参考。
(1)捕获模式的技术性能
(1)捕获速率80MHz;
(2)两路数字视频输入,格式为YUV422,有8bit或者10bit精度;
(3)一路Y/C16或20bit数字视频输入,格式为YUV422,支持SMPTE260M、SMPTE274M、SMPTE296M、ITU.BT 1120等标准;
(4)YUV422到YUV420变换,以及在8bit YUV422模式下的亚采样。
(2)显示模式的技术性能
(1)显示速率110MHz;
(2)一路连续视频输出,输出格式为YUV422 8bit或10bit精度;
(3)一路连续Y/C 16或20bit数字视频输出,格式为YUV422;
(4)YUV420到YUV422变换,在8bit YUV422模式下,输出2倍插值;
(5)能产生行同步、场同步和消隐信号。
1.5 DM642的以太网接口
在外部I/O板上还提供了DM642 DSP核心处理器与以太网络之间的高效界面。100Mbps或100Mbps模式自适应,能工作在半双工或全双工模式下,具有硬件流控制及服务质量保证(QOS)支持。
2 系统硬件设计
2.1 VCM结构
视频通讯模块(VCM)集成了全双工通讯的音频视频功能,而且还提供了多个功能接口。VCM模块仅有54mm90mm大小,如同一个信用卡大小,很容易将它作为一个标准独立的视频和音频处理单元嵌入到复杂系统中。VCM模块可以通过UART、以太网口或HPI接口与其他器件通讯,其内部结构如图二所示。
2.2 VCM主要功能
VCM板上的DSP通过64-bit的EMIF以及三路(643应该为两路VP口和一个mcasp)8/16bit的视频口(VP)与板上的外围器件通讯,SDRAM、Flash、UART以及视频的编解码器都通过以上的接口与DSP连接。
板上的视频编解码器通过视频口(VP),标准的VCM包含两路解码器和一路编码器。
DSP可以通过板上的AIC23编解码器来收发模拟音频信号,I2C总线作为编解码器的控制接口,MCASP作为数据接口。模拟接口部分包含三路3.5mm的音频接口(x’VCM只有MIC-IN和LINE-OUT)和一路RJ-11,分别对应MIC-IN、LINE-IN、LINE-OUT以及电话手柄。AIC23编解码器可以选择MIC-IN或者LINE-IN作为输入,模拟输出到LINE-OUT接插件上。
CCS可以通过14针JTAG接口的仿真器与VCM通讯。
2.3 视频采集与输出
DM642系统的视频采集与输出过程:首先从CCD摄像头把采集到的模拟视频信号输入到系统,经过A/D(Digital/Analog)转换成特定格式的数字视频信号后,送人DM642进行数字信号处理。经过处理的数字信号由通讯模块(RS232串口)传送到PC机或其他符合协议的设备。同时,经过处理的数字信号通过D/A转换成PAL全电视信号,送人PAL监视器观察图像,其系统的工作流程如三图所示。
2.4 通信接口功能的实现
系统中,通过软件的方法,不增加硬件的复杂度实现UART功能。
同步串口通过数据、帧同步和时钟三条信号线实现数据的传输,而异步通信只是在一条信号线上进行。要用同步串口实现异步传输,需要通过在数据的首尾加入起始位和停止位,让接收方知道数据传输何时开始和停止。EDMA实现内存到多通道串口之间的高效数据搬移,数据处理软件对待发送的数据进行编码,对接收到的数据进行解码。
3 结束语
本文基于DM642处理器设计了一个切实可行的视频采集系统。该系统的设计为视频采集系统提供了一个良好的扩展平台,其实现的基本功能包括视频输入和输出,与外界的UART接口通信等,并介绍了系统硬件组成及实现。针对具体的功能需求,通过配置不同的客户程序,可以实现特定的应用,因而系统具有良好的应用前景。
摘要：针对目前图像处理的现状,本文基于DSP处理器,初步设计了一种图像通信系统,并对该系统的硬件结构进行了测试。结果表明,该系统简便、实用、稳定,可快速实现图像传输,具有一定的工程价值。
关键词：DSP,图像,系统
参考文献
[1]刘志胜,彭玉华,刘微.基于TMS320DM642的AVS实时解码软件优化[J].电子设计应用,2007,(10):117-118.
[2]佚名.DSP芯片技术背景与市场价值[J].中国科技信息,2005,(5):6-7.
基于DSP数字型变频调速系统 第8篇
数字信号处理器(DSP)是高速专用的微处理器,运算功能强大,数据传输速度快,在数字控制领域应用广泛[2]。TMS320C240是目前应用于数控领域性能最好的DSP芯片[1],它是专门为电机控制设计的,它内部自带了PWM输出单元,具有适时运算能力,并集成了电极控制外围部件,使设计者加较少的硬件设备,就可以构成最小目标控制系统,从而可以降低系统费用和成本。PWM逆变器开关器件采用新型IGBT器件,具有开关频率高、驱动功率小、线路简单等特点。日本富士EXB840为系统驱动器,这是专门用来驱动IGBT的驱动模块,由控制电路输出的PWM控制信号经驱动模块EXB840控制IGBT1-6的通断,实现调压调频,从而控制电机的转速。本文选用以上数字器件进行了交流电动机变频调速系统设计,它具有调速范围宽、效率高、动态性能好等特点,被广泛地应用在交流调速领域。
1 系统的总体构成
基于DSP数字型变频调速系统的结构框图如图1所示。
该系统主要由主回路部分,控制电路,检测部分三部分组成,还附有必要的外围电路。主回路主要是把电网电压经过整流和逆变,送入交流电动机,并通过控制电路控制逆变器开关元件的开断,实现电动机的调速。控制电路把检测电路采集到的电压、电流和转速等信号送入DSP芯片中,进行矢量控制算法运算,再输出控制信号控制主回路逆变器,同时通过键盘控制经DSP处理后显示电动机的运行状态。
2 硬件设计
2.1 主回路
采用电压型PWM变频器的主回路。这种变频器先将电源提供的交流电通过整流器变成直流,再经过逆变器将直流变换为交流电。应用不控整流、PWM逆变器调压变频的交-直-交变压变频装置,该结构可以较好地解决输入功率因数低和输出谐波大的问题。PWM逆变器开关器件采用IGBT,它是一种新型全控电力电子器件,综合了MOSFET和GTR的优点,开关频率高,驱动功率小,线路简单的特点。主电路结构如图2所示。
2.2 控制回路
控制电路的核心采用D S P芯片中的TMS320C24*系列,它是专门针对电机控制而设计的,本系统中应用TMS320C240芯片。C240含有操作速率为2010条指令1s的CPU,片内含有16KB程序存储器(ROM),544B数据存储器,双十位A/D转换器,它含有同步串行外设接口(SPI),异步串行通信接口(SCI),备有四种掉电模式,采用基于仿真头(JTAG)扫描的仿真技术;它提供的脉宽调制(PWM)及I/O接口,可以用于驱动各种类型的电机。它包含了3个起/停定时器和9个比较器,并辅以灵活的波形发生逻辑,可产生多达12路PWM输出;它还支持对称的和非对称的PWM生成能力以及空间矢量PWM状态装置,以实现功率开关器件的优化方案;它能以比较低的功耗延长使用使命,它还包括死区发生单元,从而有助于保护功率器件;此外,事件管理器集成了4个接收输入端,其中2个可用于光电编码器正脉冲的直接输入。C240内部框图如图3所示[1]。
该控制电路的算法采用矢量控制算法,把采集的电压,电流信号和速度信号同时送入TMS320C240芯片中,在C240中经过比较器和函数库进行矢量运算,输出控制信号[4]。
2.3 驱动电路
应用日本富士电机的E X B系列驱动器EXB840,作为该系统的驱动器,这是专门用来驱动IGBT的驱动模块。该模块的特点是内部装有2500V的高隔离电压的光耦合器,有过电流保护电路和过电流保护输出信号端子,另外,可以单电源供电。由控制电路输出的P W M控制信号经驱动模块EXB840控制IGBT1-6的通断,实现调压调频,从而控制电机的转速。EXB840驱动器的内部结构和脚码说明如图4所示[3]。
2.4 检测电路
电压、电流检测均采用霍耳元件,其特点是可实现隔离,而且交直流均可检测,精度高,但需要外接电源,价格较高。转速检测采用光电编码器,这是一种位置检测器。
3 软件设计
DSP程序的编写可以用汇编语言,也可以使用C语言。一般来说,采用C语言设计的开发周期短,效率较高,并且移植性好,利于实现模块化、组态化的设计目标,所以设计中的程序也是用C语言编写的[4]。主程序流程图如图5所示。
4 结论
将设计的变频系统运用于电梯运行控制系统中,由于电梯经常需要处于正反转、反复起动制动过程中,要求电动机在各种负载下都有良好的调速性能和准确停车性能。本设计采用全数字芯片实现交流电动机的变频调速系统,能够在规定时间周期内采集数据、信息、发出控制信号,并且能在准确的时间内达到目的要求,完全能够满足电梯乘客的舒适感和平层精度要求。此外,该系统结构紧凑、体积小、重量轻、可靠性高、功能强、成本低等优势赢得广大用户关注,已广泛用于冰箱、空调、洗衣机等家用电器及风机、泵或一般工业变速传动控制中。
参考文献
[1]TMS320C2407A DSP controller,TI,2002.
[2]陈林,熊有伦,侯立军.基于DSP的变频调速系统设计[J].电工技术杂志,2002,(03):9-11.
[3]林雪岩,付兴武.基于DSP的全数字式变频调速系统[J].电气时代,2004,(12):139-140.
低端DSP芯片的语音处理算法研究 第9篇
关键词：DSP,语音检测,短时平均幅度差,短时能量,过零率
0 引言
语音信号检测(Voice Acess Detect,VAD)技术,目的是为正确区分语音与各种背景噪声。在语音信号处理和通信等领域,它有着十分重要的意义。本套算法集成了短时能量、过零率与短时平均幅度差(AMDF)检测等算法的组合。
1 算法介绍
1.1 帧和窗的概念
短时分析将语音流分帧处理,为减小语音帧的截断效应,需要加窗处理;窗口的形状和长度对分析影响很大,不同的分析方法对窗函数的要求不尽一样;可分为矩形窗、汉明窗和汉宁窗等。
通常认为一个语音帧内含有1～7个基调周期比较理想但人的语音的基调周期值是变化的从女性和儿童2 ms到老年男子的14 ms(即基调频率为500 Hz～70 Hz),所以N的选择是比较困难的,折衷的选择N为100～300点比较合适。
1.2 短时能量
一段短语音信号的能量称为短时能量,第n段的短时能量由En表示,它等于该短段语音取样的平方和,设第n帧语音信号xn(m)的短时能量用En表示,则其计算公式如下:
算法中使用短时能量的主要目的是:去除背景语音对VAD效果的影响,去除幅度较小的噪声对VAD效果的影响。
1.3 短时过零率
过零表示信号通过零值,过零率即每秒内信号值通过零值的次数。对于离散时间序列,过零则是指序列取样值改变符号,过零率则是每个样本改变符号的次数。对于语音信号,则是指在一帧语音中语音信号波形穿过横轴零电平的次数可以用相邻2个取样改变符号的次数来计算。
1.4 短时平均幅度差(AMDF)
对于完全的周期信号,则相距为周期的整数倍的采样点上幅值相等,差值为0。实际的语音信号是一个准周期信号,差值不为0,但很小,这些极小值将出现在整数倍周期的位置上。定义短时平均幅度差函数:
AMDF函数在浊音基音周期上出现极小值,在音语音时无明显极小值。在此基础上,为避免由信号强弱带来的误差,需要对AMDF函数进行归化处理。
2 算法实现
语音信号是一种时变的、非平稳的随机过程,从整体来看其特征及表征其本质特征的参数均是随时间变化的。但是,语音的形成过程与发声器官的运动密切相关,这种物理运动比起声音振动速度来要缓慢得多,因此语音信号可以认为在一个较短的时间段内是平稳的,即具有短时平稳性。
根据语音信号的这一特点,结合所采用的算法的需要,语音帧的长度定为16 ms,下文将详细介绍算法的实现。
(1)短时能量检测函数:power proc(),输入参数为存放采集一帧数据的地址,算法流程图如图1所示。
(2)短时过零率函数:zero proc(),输入参数为存放采集一帧数据的地址,算法流程图如图2所示。
(3)短时平均幅度差函数:amdf proc(),输入参数为存放采集一帧数据的地址。其中D(N)存放的是不同Z(基音周期)得到的幅度差,算法流程图如图3所示。
语音检测时,为保证检测的准确性,连续10帧检测有效时才认为确实有语音,连续20帧检测无效时才认为确实无语音。为了满足多帧检测需求,又不至于出现掉字情况,同时还要保证检测信号和语音信号的同步性,设计了一个环形缓冲区,模拟语音通道1和通道2各有一个对应的环形缓冲区delay1和delay2,每一个环形缓冲区都有3个指针:接收指针、处理指针和发送指针,分别供DMA通道0中断服务程序、短时能量子函数和短时平均幅度差子函数、DMA通道1中断服务程序使用。
3 硬件实现
系统的硬件实现,核心器件为TI公司的低端DSP芯片TMS320VC5402(以下简称C5402),片内DARAM仅有16Kbyte,地址有效范围0x0080H～0x3FFFH,其中配置地址有效范围为0x0000H～0x005FH。
除算法外,在具体研制过程中遇到了双通道A/D采样时通道无法有效控制、扩展片外RAM后程序不能正常加载、系统因负荷过大不能正确启动等难题,通过长期的探索和尝试,这些问题都得到了妥善的解决,并掌握了实现2路A/D同时采样的状态控制字配置方法,为算法的实施打下了坚实的基础。大致的配置方法如下:
(1)所有保留位控制字,采用缺省设置;
(2)接收寄存器接收帧长度设置成每帧1个字;
(3)接收寄存器接收字长度设置成32位;
(4)发送寄存器发送帧长度设置成每帧1个字;
(5)发送寄存器发送字长度设置成32位。
McBSP0引脚控制寄存器配置如下:
(1)DX等引脚设置为串口;
(2)DR等引脚设置为串口;
(3)帧同步发送位设置成内部发送模式;
(4)帧同步接收位设置成外部发送模式;
(5)时钟发送位设置成外部发送模式;
(6)时钟接收位设置成内部发送模式;
(7)帧同步发送设置高电平有效;
(8)帧同步接收设置高电平有效;
(9)发送时钟设置成为上升沿触发;
(10)接收时钟设置成为上升沿触发。
McBSP1引脚控制寄存器相关配置与McBSP0相似,额外配置如下:发送时钟设置为内部模式;接收时钟设置为外部模式;发送时钟设置为下降沿触发。
4 结束语
提出了采用平均幅度、过零率和短时能量等系列算法进行语音处理的原理及具体实现方法,并介绍了承载该算法的硬件组成,该套语音处理模块基于低端的DSP处理芯片,综合考虑了性能价格比,在实现所有功能及性能的前提下,最大程度地节省了成本,提高了产品的市场竞争力,核心算法的实现,凝聚了团队的心血,在行业内处于领先地位。实践证明该语音处理模块硬件小巧,语音质量好,易于实现,性价比较高,可推广至各类需要语音处理的通信产品中。
参考文献
[1]蔡莲红,黄德智,蔡锐.现代语音技术基础与应用[M].北京:清华大学出版社,2003.
[2]赵力.语音信号处理[M].北京:机械工业出版社,2003.
[3]刘庆升,徐宵鹏,黄文浩.一种语音端点检测方法的探究[J].计算机工程,2003(2):1-10.
基于DSP的音频信令处理模块实现 第10篇
在数字通信系统中接入话音是很常见的,话音通信的进程不同,通信系统中就需要产生不同的信令音。信令音的产生是话音通信不可缺少的一部分,信令音能使话音通信的操作员清楚地了解到通信的进展情况,从而根据通信进展的各个不同阶段而做出不同的操作。
在程控交换机、话音邮政等通信设备中,信令音的产生也是一个独立且必须的功能组成部分。目前数字信号处理器(DSP)的发展使开发者能快速、准确实现各种复杂算法,这就使基于DSP的音频信令处理模块得以实现。
1 方案设计
1.1硬件设计
基于DSP的音频信令处理模块作为一个独立的插件,其基本组成框图如图1所示。
该模块主要完成音频信令的检测及产生,硬件实现简单,其基本组成框图如图1所示。DSP选用电路TMS320VC5509,复位管理电路选用IMP809SEUR,电源管理电路选用TPS72116DBVT。
1.2软件设计
音频信令处理模块的软件流程如图2所示。
该软件是以模块化的方式实现,主要包括初始化模块、音频处理模块、HPI收发模块以及McBSPs收发模块。各模块主要功能如下:
① 初始化模块:系统加电初始化、自检;
② 音频处理模块:根据控制接口收到的命令选择相应的音频信号检测器,对从多通道缓冲型串行接口(McBSPs)收到的PCM音频数据进行数字滤波、频谱分析及能量判决,产生音频信号报告;选择音频信号发生器,产生相应的音频信号;
③ McBSPs收发模块:完成PCM音频数据流接收和发送;
④ HPI收发模块:完成所在系统的控制器单元与音频处理单元之间的消息接收和发送。
2 需解决的问题
2.1音频信令检测器
由于音频信令处理模块接收与处理的数据流是8 kHz采样的A律编码的2 Mbps的PCM数字码流,因此整个识别过程就是A律解码、数字滤波及双音多频/信号音译码。
2.1.1 A律解码
A律解码是将A律13折线非线性码线性化。对于8 bit的A律码 (a1a2a3a4a5a6a7a8)2 ,其解码算法如下:判断a1之值,确定符号;取出a1a2a3,乘以相应段落码起始值得x1;取出a4a5a6 a7,乘以相应段内阶梯得x2;将x1与x2相加,并依据之前所得符号性质进行修正,就恢复出了线性码。
2.1.2 数字滤波
数字滤波是识别双音多频/信号音译码的核心部分,采用Goertzel算法,其推导如下:
已知典型的DFT变换数学表达式为
又因为
令:
式中,⨂为离散卷积,则式(2)可以以看为式(3)中n=N的特例,即
因为式(3)是x[n](0≤n≤N-1)与序列W
按照该式的变形可以推导出系统函数的二阶递归计算流图如图3所示。
式中,n=0,1,,N-1,
coefk=
由于系数是实数,而-1可以由减法代乘法,所以实现此系统极点只要2次乘法和4次加法。又由于只要求系统所处状态能使yk[N]为可计算的,所以实现零点要求的与-W
2.1.3 双音多频/信号音译码
信号音有450 Hz、1 100 Hz、2 100 Hz可能出现的频率点,检测时用上述算法依次检测信号中这3个频率分量的幅值,选择一定的门限对单音所在频带能量进行判断,如果超过门限即判其为单音。
双音多频信号中有8 个可能出现的频率点, 每次检测时用上述算法依次检测信号中这8 个频率分量的幅值, 并根据其大小判断信号存在的2个频率分量,进行查表就可以完成译码。
2.2音频信令发生器
2.2.1 双音多频发生器
双音多频(DTMF)发生器主要是通过2个可编程的二阶数字正弦振荡器组成,其中一个是行振荡器,另一个是列振荡器,这样的2个振荡器就代替了8个振荡器。对于每个DTMF数字编码,只要给2个振荡器赋予相应的系数和初始条件,产生相应的频率,通过8 kHz采样输出。
2.2.2 信号音发生器
信号音的产生依赖于正弦信号的产生,每一个音频信号的产生都可由二阶正弦波数字振荡器完成。为适应不同频率的单音的产生,信号音发生器设计为一个可编程数字正弦振荡器,根据所要产生的信号音,赋予合适的系数和初始条件,产生相应的频率,通过8 kHz采样输出。
2.2.3 2FSK发生器
2FSK发生器主要是通过2个可编程的数字正弦振荡器组成,赋予相应的系数和初始条件,产生相应的频率,通过8 kHz采样,根据调制数据“1”、“0”,接通相应的正弦振荡器输出。
3 关键技术
3.1数字信号处理器配置
数字信号处理器外接10 MHz的晶振,通过配置时钟模式选择管脚配置成10倍的倍频,提高软件的运算速度。
模拟的音频信号经过系统的A/D变换模块后变成数字信号,音频信令模块接收该数字信号经DSP处理后把运算解码后的结果通McBSPs送给D/A变换模块,再把变换后的音频信号送给音频设备。该设计只使用第1路McBSPs,McBSPs硬件工作条件是:
① 串口接收时钟(BCLKR0)、串口发送时钟(BCLKX0)配置成输入方式,时钟频率为 2.048 MHz;
② 接收帧同步脉冲(BFSR0)、发送帧同步脉冲(BFSX0) 频率为8 kHz;
③ McBSPs在BCLKR0的下降沿对串口输入数据(BDR0)进行采集,在BCLKX0的上升沿输出数据(BDX0);
④ McBSPs工作在中断方式。
3.2McBSPs采样时序
McBSPs接口的各管脚逻辑必须严格遵循一定的对应关系才可以做到无误码地接收和发送PCM音频数据码流,从而才可以准确地实现音频信令检测和DTMF检测。
与音频信令检测模块连接的音频PCM编解码设备遵循的采用时序也要与音频信令检测模块McBSPs接口的采用时序相同。
4 结束语
基于DSP的音频信令处理模块能产生满足YDN065–1997《邮电部电话交换设备总技术规范书》标准的信令音,同时能对满足该标准的DTMF和信令音进行检测。
在实际的话音应用系统中,有时电话交换设备产生的信令音的频率有偏差,只需对该设计中DSP的软件算法的参数进行修改即可实现。
该模块体积小,只需以单排插针即可接入应用的目标系统,使用非常方便。
参考文献
[1]常新华,林春勋.高频信号发生器原理、维修与检定[M].北京:电子工业出版社,1996.
[2]姜艳波.数字信号处理器DSP应用100例[M].北京:化学工业出版社,2009.
[3]苏涛.DSP接口电路设计与编程[M].西安:西安电子科技大学出版社2003.
[4]周霖.DSP系统设计与实现[M].北京:国防工业出版社,2003.
[5]谷萩隆嗣.数字滤波器与信号处理[M].北京:科学出版社,2003.
品友互动 移动DSP先行 第11篇
品友互动CEO
加州大学洛杉矶分校MBA 北京大学法学、文学学士。品牌营销专家，最早引入行为定向、实时竞价广告和DSP概念到中国市场的先行者之一，创办了中国最大的DSP公司品友互动。曾任职于世界顶级咨询公司麦肯锡，为诸多世界一流企业进行营销战略咨询，之前在宝洁公司市场部负责品牌营销工作，有着丰富的品牌及市场营销经验。
2013年，RTB行业如同处于“青春期”，涌现出各种概念，也产生了许多RTB行业各个环节的细分公司。2014年，RTB广告的市场份额将迅速扩大，广告主也将更熟悉DSP的广告投放形式，将更多预算倾斜到RTB广告，评估体系也将更加健康。同时，整个产业的生态链分工将越来越明确， DSP公司也将大浪淘沙、优胜劣汰。
2013年是品友互动跨越式发展的一年。单从流量来看，相比2012年可谓翻了3到4倍，而通过诸如品友互动算法大赛等活动的推动，也使大数据算法进步了2到3倍。同时，广告主借助品友互动DSP投放额比2012年增长了6倍，到2014年更是预计将实现4倍增长。在视频程序化购买方面，品友互动2013年也收获颇丰，目前已经对接了包括优酷土豆、爱奇艺PPS、PPTV、暴风影音等主流视频网站和Ad Exchange，实现了跨平台、多形式（视频+banner+视频）的数字广告投放。2014年RTB产业将迎来更加成熟的“成年礼”。移动DSP将是2014年品友互动的战略重点：第一是和全球最大的几家移动广告平台合作；第二是在国内已和百度、谷歌等达成合作，在移动端获得更多的流量，2月底实现了一个十亿PV的移动流量平台技术对接，并已有广告主开始进行了PC+移动跨屏DSP投放。
2014年将是移动RTB广告的井喷之年，相比于PC端大数据营销，移动DSP优势主要体现于三点：数据反馈速度快、营销成本低和移动视频新机遇。2014年将有两大类广告主加大在移动RTB的投入：第一类是手游、电商类的广告主，这类广告主以游戏下载、用户下单等效果类需求为主；第二类是品牌类广告主，他们对移动广告的需求更倾向于解决覆盖用户和传递信息的问题，移动DSP广告的出现让这些品牌有了更多延展性。因而，借助这几年累计的企业移动DSP服务经验和优势，品友互动将会全面联合手游、汽车4S经销商、电商、中小企业和银行等重大板块的战略合作伙伴，携手全面进军移动DSP领域。
伴随着广告主对于全媒体整合营销的重视，品友互动当前在PC端、视频以及移动等领域为广告主提供整合DSP营销服务，帮助企业能够更好地实现全平台人群定位和海量广告曝光。因而，在2014年这个称之为“决胜之年”的机遇面前，品友互动需要在短时间内充分提高自身的竞争实力，加速扩大市场份额优势；另外，品友互动还需要不断教育引导更多、更广泛的广告主深入了解DSP，在各个垂直行业和不同区域找到合适的战略合作伙伴。
技术指南
移动DSP的关键：移动DSP与PC端DSP的不同点在于，移动DSP的数据存在形式不同，流量也有自身的特点。事实上，不管是PC端的DSP还是移动DSP，所有广告投放的竞争关键和衡量标准都是一样的，那就是DSP供应商的流量、数据、算法以及实际服务过的客户经验。不仅将PC端积累的相关广告投放经验与客户服务优势应用于移动端，还要为广告主提供整合型的DSP广告服务，如网页Banner、富媒体展示广告、视频前贴片广告、移动广告等形式共同出击，而非移动DSP单方面起作用。
2014营销风向标
移动DSP，2014年对于移动广告来说是一个刚刚开始的初步市场，包括RTB广告、媒体投放系统、运作方式等，体现出的都是比较早期市场的一些特征。所以2014年移动DSP会遵循互联网发展的轨迹，但是相信移动DSP相对于PC端将会有井喷式的增长。
2014工作挑战
发展的速度，更快地建立区域自助DSP经销商系统。品友互动现在已经具备了产品、服务、人才等几方面的优势，更多企业对DSP已开始有所认可，关键在于如何去适应各地中小企业的DSP广告需求。所以2014年我们会加快建立区域自助DSP经销商系统，目前基本框架已经搭好，区域代理系统将会使RTB广告迅速渗透下沉到全国。
数字信号处理器DSP的发展和现状 第12篇
在数字信号处理器之前的处理器主要有两种, 一种是通用计算机核心的中央处理器CPU, 另一种是微控制器MCU。这两种处理器的在进行大量运算时都面临技术瓶颈, 一种高速的数字信号处理的器件亟待产生。那个时候, 数字信号处理的理论已经有了, 像滤波器、编码解码等对于乘法、浮点运算要求很高, 如果用通用CPU来处理的话, 指令非常多、效率比较低;而如果在处理器中就有这样一个乘加结构, 数字滤波器就可以在一个指令中完成而达到实时的处理结果。由于技术与大量运算相关, 每秒完成百万条指令运算就变为一个新的单位每秒百万条指令) 。早期DSP出现时采用了NMOS工艺, 基于NMOS工艺的芯片会产生大量的功耗, 由于这个原因DSP生产工艺很快转换为CMOS。
数字信号处理是利用专用或通用数字信号处理芯片, 通过数字计算的方法对信号进行处理。与模拟信号处理相比, 数字信号处理具有精确, 灵活, 抗干扰能力强, 可靠性好和易于大规模集成等特点。DSP系统以数字信号处理为基础, 与模拟信号处理系统相比, 其优点:
接口简单, 方便。由于数字信号的电气特性简单, 不同的DSP系统相互连接时, 在硬件接口上容易实现。
精度高, 稳定性好。数字信号处理仅受量化误差和有限字长的影响, 处理过程不引入其他噪声, 因此有较高的信噪比。另外模拟系统的性能受元器件参数性能影响较大, 而数字系统基本不变, 因此数字系统更便于测试, 调试, 及批量生产。
编程方面, 容易实现复杂的算法。在DSP系统中, DSP芯片提供了一个高速计算平台, 系统功能依赖于软件编程实现。当其与现代信号处理理论和计算数学相结合时, 可以实现复杂的信号处理功能。
集成方面。现代DSP芯片都是将DSP芯核及其外围电路综合集成在单一芯片上。这种结构便于设计便携式高集成度的数字产品。
但是DSP的成本一直居高不下, 实现每个MIPS的成本高达10~100美元。高产本使得DSP的推广受到一定的影响。因此, 上个世纪六、七十年DSP主要用于高尖端领域。到了八十年代, 有些公司陆续设计出适合于DSP处理技术的处理器, 于是DSP开始成为一种高性能处理器的名称。TI在1982年发布了第一颗DSP芯片, 名为TMS32010, 这是一个处理速度达5个MIPS的处理器。
首席科学家兼DSP业务开发经理Gene Frantz的一段话:“DSP产业在约40年的历程中经历了三个重要阶段:第一阶段, DSP意味着数字信号处理, 并作为一个新的理论体系广为流行;随着这个时代的成熟, DSP进入了发展的第二阶段, 在这个阶段, DSP代表数字信号处理器, 这些DSP器件使我们生活的许多方面都发生了巨大的变化;接下来又催生了第三阶段, 这是一个赋能的时期, 我们将看到DSP理论和DSP架构都被嵌入到类产品中[6]。”八十年代后开始了第二个阶段, DSP从数字信号处理的概念逐步走向了产品。如同任何新兴事务一样, 新兴的DSP业务也承担着巨大的风险, 如何降低成本成为当时设计师需要考虑的事情。当设计师努力使DSP处理器每MIPS成本降到了低于10美元范围时, DSP开始在包括商业应用在内的各行中不断获得成功。九十年代初, TI推出价格可与16位微处理器不相上下的DSP芯片, 首次实现批量单价每MIPS低于5美元, 但所能提供的性能却比以前提高了至10倍。到九十年代中期, 多家公司跻身DSP领域与TI进行市场竞争。
首家提供可定制DSP, 可定制DSP基于内核的设计可使DSP具有更高的系统集成度, 大加速了产品的上市时间。同时, TI瞄准DSP电子市场上成长速度最快的领域。到90年代中期, 这种可编程的DSP器件已广泛应用于数据通信、海量存储、语音处理、汽车电子、消费类音频和视频产品等等, 其中最为辉煌的成就是在数字蜂窝电话中的成功。这时, DSP业务也一跃成为TI最大的业务, 这个阶段DSP每MIPS的价格已降到10美分到1美元的范围。二十一世纪DSP发展进入第三个阶段, 市场竞争更加激烈。激烈的竞争更加促进技术一直前进, 未来的发展一定会有更加广阔的空间。
DSP数字处理
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