多电平变流器范文
多电平变流器范文（精选8篇）
多电平变流器 第1篇
超导技术的发展和应用[1,2],特别是高温超导技术突破性的发展并进入实用化,利用电力超导储能系统[3]SMES(Superconducting Magnetic Energy Storage)中的储能线圈具有电流源的特性,可以解决电流型多电平变流器中的储能效率低的问题。
1 新型单相电流型多电平拓扑结构
这里提出一种新型单相电流型多电平变流器的拓扑结构。新拓扑结构由直流母线电流分配电路和单相逆变电路组成,见图1。图2为旧拓扑结构,图中电感L1、L2起分流和均流作用,ZL是负载。在新拓扑结构中,L1(起分流和均流作用)和开关S5~S8组成直流母线电流分配电路,开关S1~S4以及负载ZL组成逆变电路[5]。其对应的闭合开关状态和输出电流对应关系见表1,其中Sn和Sn+1(n=1、3、5、7)为互补开关。
图1比图2少用一个电感。实际上,当电平数相同时,由新拓扑构成的多电平变流器比旧拓扑构成的多电平变流器简化程度越大,则开关器件数和电感数越少。现以单相7电平CSI拓扑为例加以阐明,图3表示旧拓扑构成的单相7电平CSI的拓扑结构,其中电感L1、L2、L3、L4起分流和均流作用,ZL是负载。图4表示单相7电平CSI的新型拓扑结构,其中电感L1、L2(起分流和均流作用)和开关S5~S10组成直流母线电流分配电路,开关S1~S4以及负载组成逆变电路。
表2为对应的开关状态组合和输出电流的对应关系,其中Sn和Sn+1(n=1、3、5、7)为互补开关对。由图3的拓扑结构可以看出单相7电平CSI所需开关器件数为12,均流电感数为4。而图4所示的新型单相7电平CSI的拓扑结构所需开关数为10,均流电感数为2。推而广之,对于单相n(n≥5的奇数)电平CSI的拓扑结构,由旧拓扑构成的变流器所需开关器件数为2(n-1),均流电感数为n-3;而新拓扑构成的变流器所需开关器件数为n+3,均流电感数为(n-3)/2。由此可见,对于n(n≥5的奇数)电平CSI的拓扑结构,其开关器件数和均流电感数分别比旧拓扑结构少了n-5和(n-3)/2。随着电平数目的增多,这种简化将更加明显。
2 新型单相电流型多电平变流器拓扑仿真
为验证新拓扑结构的正确性和可行性,分别对新拓扑结构的5电平和7电平进行了仿真研究。新拓扑结构构成的单相5电平CSI的仿真参数如下:电流源I=20 A,主电路中的均流电感L1=60m H,开关器件为MOS管和快速恢复二极管串联,输出电流频率为50Hz。
图5是其输出的仿真波形,每阶电平都很平稳。图6是在感性负载(5Ω电阻和10 m H的电感串联)下采用变脉宽调制法(各电平脉宽不相等)时均流电感输出电流的仿真波形。从图6可知,均流电感电流波形在10 A左右有微小波动,此时获得了较理想的5电平电流波形。图7是采用谐波消除法的输出电流频谱波形。
图8为新拓扑的单相7电平CSI在容性负载下的仿真波形(电阻5Ω和电容100μF并联)。仿真电路参数如下:主电路电流30 A,主电路的2个均流电感都是60 m H,输出电流频率为50 Hz。图9为主电路的2个均流电感的电流波形。由图可见,变流器输出得到了较为理想的7电平波形,均流电感L1、L2的电流分别稳定在20 A和10 A左右。
3 单相5电平开关控制策略
PWM技术在VSI中得到了广泛的应用,经过拓展,这些方法也可以应用到CSI中去。由于多电平CSI拓扑结构的特殊性,针对不同的拓扑结构应采取不同的PWM控制方法。
多电平变流器的开关控制策略传统上采用基波频率调制[6,7],即阶梯波调制[8],基波调制的显著优点是开关频率最小,可以通过优化选择每一电平持续时间的长短,来实现低次谐波的消除和抑制[9]。但这种调制方法需要采用优化算法求解高阶非线性方程组,一般要通过离线查表法完成控制。因此,这种调制策略主要用在输出电压调节要求不高的场合,如静止无功补偿器,而在一些控制性能要求较高的场合往往采用脉宽调制策略。
多载波的多电平变流器PWM方法是最常使用的方法之一。在N电平变流器中,具有N-1个相同频率和相同幅值的三角载波并排放置,形成载波组,以载波组的水平中线作为参考零线。根据三角载波的相位,PWM方法有3种形式,若各个三角载波的相位一致,记为PD(Phase Disposition)型;若在参考零线以上,三角载波的相位一致,参考零线以下,三角载波的相位一致,记为POD(Phase Opposition Disposition)型;若各个三角载波的相位从上到下依次相反,记为APOD(Alternative Phase Opposition Disposition)型。
本节以前面提出的单相5电平拓扑为控制对象,以POD型PWM方法为控制策略来进行说明。图10为POD型PWM技术的示意图。POD调制波里含有4个三角载波(WC1、WC2、WC3和WC4)和1个正弦调制波(Wm)零参考线位于载波系列的中间,所有在零参考线以上的载波同相,而在零参考线以下的载波都与零参考线上的载波反相。在每一瞬时,每个载波都与相应的调制波进行比较,针对每一次比较,根据每个单相CSI的工作原理,都给出一个导通开关的开关组合。
表3为针对单相5电平CSI单元采用POD PWM技术的工作原理示意。假定正弦调制波的频率和峰峰值分别为ωm和Am。每个载波系列均有相同的频率ωc和相同的峰峰值Ac。设m是多电平CSI的电平数,则幅值调制比ma和频率调制比mf分别定义如下:
在POD PWM控制中,容易实现开关的逻辑控制。以开关S1为例,按照表3中状态,会发现开关S1开通的时刻,只出现在3种状态下,也就是D、E和F状态,它们之间的关系是或(用#表示),则控制开关S1的信号就应该D#E#F。
4 低次谐波消除法
针对电流型多电平变流器,本节将给出一种低次谐波消除法。电流型2 m+1(m>1的整数)电平变流器的输出波形如图11所示。
假设输出波形是完全对称的,这里以波形的1/4周期为例进行说明,为减小输出电流的低次谐波,可以对输出电流波形的每阶电平的高度和宽度进行优化调节。利用波形的对称性,对图11所示的波形进行傅里叶分解,可得输出电流表达式如下:
式中I0=0;m为大于1的整数(1/4周期波形对应
的电平阶数);n=1,3,5,。
对于本文多电平变流器的拓扑,由于每阶电平的高度都一定,故只能调节电平的宽度。如对5电平拓扑m=2,每阶电平高度为I/2(I为电流源的电流值)。故单相5电平CSI输出电流波形的傅里叶表达式为
从式中可知第h次谐波为
由上述谐波表达式可以看出,对于单相5电平CSI而言,可以通过适当地选择θ1和θ2来消除3次、5次谐波。令i3=i5=0,可得如下表达式:
由式(4)可知θ1=12°,θ2=48°。同理,对于单相7电平CSI,可以消除3、5、7次谐波。用数值分析法[10]可以解出θ1=11.67°,θ2=23.93°,θ3=56.05°。推而广之,对于单相n电平CSI拓扑,可以求出θ1、θ2、、θ(j-1)/2,消去(j-1)/2个低次电流谐波。
对单相5电平CSI进行仿真验证,仿真主电路参数同前,负载为5Ω电阻和100μF电容并联。图7显示采用谐波消除法后变流器输出基波电流增加,而总的输出电流谐波大为减小。
5 结论
对于电流型多电平变流器,文中提出的新拓扑比原先的拓扑在结构上更加简单,而且所用开关器件和电感数目都有所减少。在控制策略上介绍了POD型PWM控制方法,该方法在应用中简单易行。最后,用Matlab对新拓扑结构进行仿真验证,得到了理想的输出波形。为了使输出波形更加理想,文中提出了一种用改变电平宽度的新方法来消除输出电流的低次谐波,并取得了较好的效果。
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多电平变流器 第2篇
摘 要：如何在电平数目较多的多电平电路中快速地实现空间矢量调制（SVPWM：Space Vector PWM）算法是多电平技术所必须解决的一个关键问题.为解决这一问题，国内外学者提出了多种在不同坐标系下实现多电平SVPWM的算法，但目前尚未有对这些多电平SVPWM算法快速性的对比分析.为此，本文从一个采样周期内完成在实际中得到广泛应用的4种多电平SVPWM算法所需的各类运算的运行次数出发，对这4种坐标系下的多电平SVPWM算法实现的快速性进行了对比分析.理论分析和实验结果表明，在45°坐标系下实现多电平SVPWM算法不仅具有运行量少的优点而且具备对电路进行优化控制便利的特性，是一种可优先使用的坐标系.
关键词：多电平；空间矢量调制；坐标系；快速性
中图分类号：TM464 文献标识码：A
Abstract： The realization of SVPWM rapidly is a key issue in expanding the application of multilevel converter. To solve this problem， different multilevel SVPWM algorithms based on different coordinates were studied. But there was no comparison analysis report on the speed of these algorithms. For this purpose， a rapidity analysis of 4 typical multilevel SVPWM algorithms in different coordinates was researched. Theoretical analysis and experiment results have shown that the multilevel SVPWM algorithm in 45° coordinate has fewer calculations and is suitable for optimal control. So the multilevel SVPWM in 45°coordinate is recommended.
Key words： multilevel； PWM； different coordinates； fast algorithms
目前，多电平技术已广泛应用到中、高压大功率变流器中[1-3].多电平调制算法作为实现多电平技术的关键一环，也自然成为国内外学者研究的热点[2-3].多电平电路的调制主要有载波调制和空间矢量调制两大类[2-3].相对载波调制，空间矢量调制（SVPWM）具有开关频率低和直流电压利用率高等优势[4-5]，在多电平电路中得到了广泛的应用.经典的多电平SVPWM算法大都采用参考电压分解的方法[4， 6-7]，该方法通过在多电平空间矢量图中，将参考电压矢量分解成为偏移矢量和两电平分矢量，然后用类似两电平空间矢量的方法确定构成小三角形3个顶点的矢量并计算对应的作用时间，由于该多电平SVPWM算法在αβ坐标系下完成，空间矢量坐标都不为整数，在实现多电平SVPWM算法过程中需要进行大量的无理数运算，算法的实时性较差.为进一步降低多电平SVPWM算法的运算量，国内外学者提出了多种在不同坐标系下实现多电平SVPWM算法的方法，例如文献[8]提出了一种在60°坐标系（也称g-h坐标系）中实现多电平SVPWM算法的方法，该方法通过改变参考轴的位置，使空间矢量坐标在新的坐标系下为整数，进而简化参考矢量定位的问题.文献[9]提出一种在45°坐标系（也称α′β′ 坐标系）中实现多电平SVPWM算法的方法，该方法不仅将αβ坐标系下的空间矢量进行逆时针或顺时针旋转45°，而且对原有空间矢量的纵横坐标进行了比例调整，使得矢量的坐标在新的坐标系下都为整数，且相邻矢量之间的坐标增量绝对值都等于1，形成的45°坐标系，从而简化参考电压矢量的定位和3个合成矢量的作用时间的计算.文献[10-11]则利用多电平电路输出电压在三维空间中自然呈现坐标为整数的正立方体结构，提出了一种基于abc坐标系（也称三维坐标系）的多电平SVPWM算法的实现方法.文献[12-13]也提出了在不同坐标系下实现多电平SVPWM算法的方法.这些改进型多电平SVPWM算法的实现速度都较经典的多电平SVPWM算法的实现速度有了较大的提升，但遗憾的是，目前尚无相关文献对这些改进型多电平SVPWM算法（特别是在实际中得到广泛应用的几种多电平SVPWM算法）的实现速度进行对比分析.针对这一问题，本文对目前已得到广泛应用的4种多电平SVPWM算法的快速性进行了对比分析.文中从多电平SVPWM算法的实现主要环节（包括：参考矢量生成、参考矢量定位及合成矢量选择和不同矢量作用时间计算）的计算量（包括：查表、加减法、乘法、条件判断、逻辑运算、数据存储和数据类型转换的运行次数统计）进行了详细的对比分析，得出了在45°坐标系和60°坐标系下实现多电平SVPWM算法所用时间最短、在abc坐标系下实现多电平SVPWM算法所用时间其次、在αβ坐标系实现多电平SVPWM算法所用时间最长这一结论.本文的研究工作为科研工作者和工程技术开发人员合理选择多电平SVPWM实现方法提供了理论依据，具有一定的工程实践价值.
1 多电平SVPWM算法实现的一般过程
一般来说，多电平SVPWM算法的实现大致可分为下述5个步骤：
1）离线生成由多电平矢量构成的多电平空间矢量图；
2）在线形成参考矢量；
3）在线完成参考矢量在矢量图中的定位，选择多个用于合成参考矢量的多电平矢量；
4）在线计算用于合成参考矢量的各个矢量作用时间；
5）根据特定的约束条件，输出与矢量对应的三相多电平电路的开关状态.
现阶段多电平SVPWM算法基本由微处理器来实现.步骤1）的作用是在微处理器中形成一个与矢量图对应的表格，以便在计算过程中进行查询.待完成步骤1）至步骤4）后，再通过微处理器中的定时器中断来完成步骤5）.为屏蔽微处理器的不同结构和特定约束条件对多电平SVPWM算法计算量的影响，本文做出如下假设：
1）多电平SVPWM中使用的矢量表由离线生成，且算法实现过程涉及的数据类型均为同等长度的浮点型，三角函数的计算由查表法获得；
2）微处理器中所有单次查表执行的时间相同、单次数据传递时间相同，不考虑算法实现过程中程序的中间变量存储、计算和传输等对算法实现的影响；
3）认为同一类型运算在执行过程中所需时间相同；
4）步骤5）的实现仅考虑将矢量作用时间存入对应定时器中断的寄存器中，不考虑定时器中断响应过程和特定约束条件对这一步骤的影响.
2 4种算法中参考矢量生成的计算量
从表1至表8中可以得出如下结论：
1）由表1可以得出：对于不同坐标系下的参考矢量形成环节，4种不同坐标系下的计算量差异不大.对于运算速度已经非常快的主流处理器芯片（如浮点型DSP），这一环节的计算量差异造成的算法执行的时间差异可以忽略不计；
2）由表2至表4可以得出：对于不同坐标系下的矢量定位及合成矢量选择环节， 由于45°和60°坐标系下预先进行了矢量坐标整数化处理和采取更为简便的扇区判别算法，因此，在这一环节的实现中，45°和60°坐标系相比于αβ坐标系具有明显速度优势.abc坐标中需要判定相关面与单位立方体的空间位置来选择4个矢量，这使得在这一环节的实现中，较45°和60°坐标系慢.
3）由表5至表7可以得出：对于不同矢量作用时间计算环节，αβ，45°和60°坐标系下只需要计算3个矢量作用时间，而在abc坐标系下需要计算4个矢量作用时间.因此，在αβ，45°和60°坐标系下的不同矢量作用时间计算量相同，较abc坐标系优.
4）从表8可以得出：在理论上，对于一个控制周期内不同坐标系下的多电平SVPWM算法实现计算量而言，45°和60°坐标系最优，abc坐标系其次，αβ坐标系最差.但在实际算法实现过程中，发现45°和60°坐标系在算法具体实现过程所表现出来的优势并无理论分析中那样明显，关于这一问题讨论将在6.3节展开.
6.2 同多电平SVPWM算法实现速度实验结果对
比分析
为测试不同算法实现的在实际运行环境中的执行速度，本文采用了在执行多电平SVPWM开始时产生一个上升沿，待算法结束时产生一个下降沿，通过测量脉冲的宽度来判断算法执行时间（图5给出了abc坐标系下算法的时间测量图）.
时间/（2.5 μs·格-1）
从表9可以得出以下结论：
1）无论何种坐标系下，参考矢量的角度对算法执行速度基本无影响.
2）多电平SVPWM算法在45°和60°坐标系下的实现时间最短，且基本相同（表9中的误差主要是由于示波器的测量精度造成），在abc坐标系下的实现时间居中，在αβ坐标系下实现时间最长，这与表8的分析结果是一致的.但45°和60°坐标系在算法具体实现过程所表现出来的优势并无理论分析中那样明显，这是由于在SVPWM信号输出环节需要将αβ，45°和60°坐标系下二维坐标转换到三相开关状态需要执行一个额外的转换程序（主要由一些条件判断语句、移位运算和加减法构成），转换程序执行时间约0.7 μs，减去这一转换程序执行时间，就可发现实验结果与表8所得到的理论分析结论是相符合的，这就从实验的角度证明了本文理论分析的正确性.
3）由于实验过程中的DSP为浮点型DSP，如果采用整点型DSP来执行多电平SVPWM算法，45°坐标系应比60°坐标系更具有速度优势，这是因为在45°坐标系下相邻矢量之间的坐标增量绝对值都等于1（在60°坐标系中坐标间的坐标增量为一小数），在矢量选择过程中，45°坐标系进行扇区判断时采用直线的斜率为1（60°坐标系下该直线的斜率同样为小数）.
4）综合上述结论并考虑到在45°坐标系下，矢量的物理意义更清晰、矢量的坐标呈现严格的整数化且相邻矢量的坐标增量绝对值都等于1，非常适合按照某些约束条件进行多电平电路特性优化控制 [15-17].因此，推荐在多电平SVPWM实施过程中优先采用45°坐标系.
7 结 论
本文在对αβ，45°，60°和abc坐标系下实现多电平SVPWM算法的各个环节（包括参考矢量形成、参考矢量定位及合成矢量选择和不同矢量作用时间计算环节）所需计算量（包括四则运算、条件判断、逻辑运算、数据存储和数据类型转换等计算类型）进行了详细分析.通过分析得出了在45°和60°坐标系下实现多电平SVPWM算法所用时间最短，在abc坐标系下实现算法时间次之，在abc坐标系下实现算法时间最长这一结论.考虑在45°坐标系下多电平矢量坐标为整数和其在多电平电路特性优化控制中的独特优势，推荐在多电平SVPWM算法实施过程中优先采用45°坐标系.
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一种新型四象限多电平变流器 第3篇
多电平变流器在许多大容量场合都得到了广泛的应用,在轧钢、提升机等场合,使用高压大容量多电平变流器可以实现对电机的高性能控制[1,2,3,4,5]。机车牵引、船舶推进等场合对变流器的体积、重量和功率密度等有较高的要求。由于机车在运行过程中频繁起停,电机制动时的能量往往通过卸荷电阻转变为热量加以消耗,造成严重的能量浪费,因此为了提高电能利用效率,一般还要求变流器具有能量双向流动能力,实现电机的四象限运行[6,7]。
采用二极管箝位型多电平变流器进行“背靠背”连接,是一种应用较多的四象限多电平变流器拓扑结构[8,9,10]。文献[8]将2组二极管箝位型三电平变换器背靠背连接,用于3 MW直驱型风力发电系统。然而二极管箝位型多电平变流器存在电容电压均衡问题,在三电平以上不能稳定运行[11],因此不容易扩展到6 k V以上的场合。采用级联结构的多电平变换器具有模块化程度高的优点,且通过增加级联个数可以进一步提高变换器的输出电压等级,因此在6 k V以上场合获得了广泛的应用[12,13]。为了实现四象限运行,文献[14]将传统级联H桥型变换器中的三相不控整流桥用PWM整流器代替,文献[15]利用2个H桥背靠背连接构成一个单元,级联后同样可以实现四象限运行。文献[16]则采用半桥PWM整流器,进一步降低了系统成本。然而文献[12-16]介绍的变换器中都存在工频变压器,该变压器的成本高,且体积、重量庞大,因此降低了整个变流器的功率密度,并带来了相应的载重和空间浪费。
随着磁性材料技术发展和开关器件制造技术的进步,目前采用中高频变压器组成新型多电平变流器已经得到了越来越多的重视,并产生了很多实用化成果[17,18,19]。本文基于中频(5 k Hz)变压器,提出了一种四象限多电平变流器拓扑结构,省去了传统的工频变压器,减小了系统的体积和重量,提高了变流器的功率密度。本文提出的变流器可以直接与高压电网相接,并实现变流器网侧高功率因数。通过控制变流器的工作状态,可实现能量双向流动。由于采用了级联结构,因此变流器的扩展性好,通过增加级联个数可进一步提高工作电压。此外变流器还具有模块化程度高、维护简单的优点,因此具有较好的应用前景。
1 拓扑结构
本文提出的四象限变流器拓扑结构如图1所示,其中输入侧为高压工频交流电,经滤波电感后经过级联H桥型变流器得到多个直流电源,N表示H桥的个数。各级H桥的交流侧输出电压用uH-1、、uH-N表示;各直流母线电压分别用Udc-1、、Udc-N表示;各直流电源经过原边中频H桥后,变换为中频方波,分别用uM-1、、uM-N表示;各中频方波电压经中频变压器后,再由副边中频H桥变换为直流电压,用Udc-0表示;流入中频变压器各绕组的电流分别用iT-0、、iT-N表示;副边中频H桥的交流侧输出电压为uM-0,经三相逆变器后驱动电机。
图1的变流器中,各直流电容电压保持相同,各开关器件的电压等级相同,有利于器件选型。当需要提高输入(输出)侧的工作电压等级时,可以增加中频变压器的独立绕组个数,并采用原边(副边)各直流母线串联等形式加以实现,因此具有较好的扩展性。通过控制变流器输入侧各H桥单元的工作模式,可以实现输入电流近似正弦以及变流器的单位功率因数运行,降低谐波含量,消除变流器运行时的无功功率。
2 功率传输模型
电网电压用相量Ug表示,电感电压用相量UL表示,输入变流器的电流基波近似正弦,用相量Ig表示,变流器的输入侧各H桥的输出总电压的基波用相量UH表示,则各相量的空间近似关系如图2所示。其中,β表示电网电流滞后电网电压的角度;γ表示电感电压超前电网电流的角度,在忽略线路及滤波电感的电阻时,γ近似为90°。
在图2规定的相位关系下,电网发出的平均功率为:
当通过控制UH,使电网电压、电流同相位时,即实现了变流器的单位功率因数运行,此时忽略电感电阻损耗,则送入变流器的功率即为电网发出的功率,如式(2)所示。
假设各开关器件理想,忽略线路电阻损耗,式(2)中注入变流器的能量一部分存储于电容之中,其余部分则流入后续各中频H桥中。因此通过改变流入变流器的电流ig,即可以实现对电容电压Udc-1、、Udc-N的控制,控制框图如图3所示。
图3中,U*dc-total表示N个直流母线电压之和的给定值,经过PI控制器后与电网电压ug相乘,得到电感电流的给定值ig*,此时ig*为与ug相位相同的正弦信号。由于电流环的给定信号为工频交流信号,因此电流环控制器选择比例谐振(PR)调节器[4],谐振频率点设置在工频,调节器的输出为各H桥输出的总电压uH-total,每个H桥的输出电压为uH-total/N。
实际运行中由于系统非理想,各H桥的输出电压uH-1、、uH-N不可能完全相同,因此流入各H桥的能量不同,导致各电容电压Udc-1、、Udc-N的变化趋势不同,若不加以控制,将出现母线电容过压或欠压,导致变流器无法正常运行,危害设备安全。本文提出的方案是通过对各中频H桥的输出电压uM-1、、uM-N以及副边中频H桥的输出电压uM-0进行控制,达到维持各电容电压平衡的目的。
各中频H桥的输出电压uH-1、、uH-N以及uM-0均为5 k Hz方波信号,经过输入电感LT后与中频变压器绕组相连。近似认为中频变压器理想,穿过各绕组的磁通相同,则此时可由图4所示的等效电路分析能量传输规律。
图4中,各直流母线电容电压在运行时稳定于Udc,并定义特征函数f(θ)=(π-|θ|)θ,则以uM-i为研究对象,其发出的平均功率Pi为[17]:
其中,θij表示第i个电压与第j个电压的相位差,即θij=θi-θj,θi(i=0,1,,N)表示电压uM-i的相位,各电压相位均属于区间[-π,π],特别地,规定uM-0的相位为0,即θ0=0。由式(3)可以看出,在保持其余电压相位不变的情况下,通过控制θi即可改变Pi。
采用正弦函数对f(θ)进行近似逼近,并令方差最小,于是有:
求解后,得:
特征函数及逼近函数波形如图5所示。
将式(5)代入式(3)并化简,近似可得各电压源输出的功率为:
在实际运行过程中,设计LT较小以节省体积和重量并减少材料使用量,各中频H桥的工作相位θi(i=0,1,,N)均在0附近,因此式(6)可进一步化简为:
由于θ0=0,代入式(7),得:
由式(7)、(8)可得:
实际系统的控制目标是平衡各直流母线电容,电容电压控制环的输出量为功率值,由此可得系统的功率控制框图如图6所示,其中j=1,2,,N。图6中,U*dc表示各直流电容电压的给定值,Udc-0的电压环得到P0,Udc-1、、Udc-N的电压环输出分别为P1、、PN,减去P0后再经过比例环节,得到θ1、、θN。
图6中所示的电容电压控制方法的运行过程如下:当第j级电容电压的实际值Udc-j小于参考电压U*dc时,控制器动作导致Pj减小,因此其工作相位减小,由此导致电容电压升高;当第j级电容电压的实际值Udc-j小于参考电压U*dc时,控制器动作导致Pj增大,因此其工作相位增大,导致电容电压降低。由该过程可知,稳定运行时,电容电压Udc-j将稳定于U*dc。图6中P0在控制过程中起前馈补偿作用,当负载功率突然增加(减小)时,Udc-0减小(增加),P0减小(增加),从而导致各中频H桥的工作相位增加(减小),达到维持电容电压Udc-0的目的。由图6的控制框图可以实现各电容电压趋于相同的给定值U*dc,即实现各电容电压的平衡控制。此时U*dc如式(10)所示:
3 调制算法及四象限运行策略
变流器的输入侧采用级联H桥型结构,各H桥的参考电压相同,由文献[4]可知,图1中第1级H桥的输出电压可以表示为:
其中,xL、xR分别为H桥左、右桥臂在一个开关周期内的脉冲净面积[4],ωc为载波频率。当xL、xR之和为2π时,可以消去所有的开关频率奇数倍谐波。对于N级级联H桥型变流器,各级H桥的载波相位依次相差π/N时,还可以消去开关频率2Nm(m为自然数)倍之外的偶数倍谐波,因此等效开关频率将等效提高为原来的2N倍。
由此可得级联H桥型整流器的调制流程如下:
a.确定H桥的参考电压uref;
b.根据式(11),uref=[Udc-1(xL-xR)]/(2π),得xL-xR=2πuref/Udc-1;
c.为消去开关频率奇数倍谐波,有xL+xR=2π;
d.确定左、右桥臂的脉冲净面积,xL=πuref/Udc-1+π,xR=-πuref/Udc-1+π;
e.根据左、右桥臂的脉冲净面积得到脉冲波形。
其余各级H桥的左、右桥臂的计算流程相同,而计数器的初始值不同,从而实现数字载波的相移效果。
为实现电机的四象限运行,需要变流器具备能量双向流动的能力。负载侧三相逆变器采用PWM,可以输出三相参考指令电压,满足电机正反转和加减速控制。在电机加速过程中,能量由网侧流向电机侧;在电机减速过程中,能量由电机侧流向网侧。
当能量由网侧流向电机侧时,根据图3给出的控制框图,控制网侧直流母线电压之和保持为恒定值且输入侧保持单位功率因数,此时网侧电压与电流保持同相,能量由电网输送到各H桥的直流电容和负载中。系统通过采集各直流电容的电压,调整输入中频变压器各绕组的相位。此时中频变压器网侧各绕组的相位超前负载侧绕组的相位,相位差由需要从网侧传递到负载侧的能量大小决定,如图6所示。当能量由电机侧流向网侧时,此时为控制网侧直流母线电压之和保持为恒定值且输入侧保持单位功率因数,网侧电压与电流保持反相。系统根据各直流电容的电压,调整输入中频变压器各绕组的相位。此时中频变压器负载侧绕组的相位超前网侧各绕组的相位,相位差由从负载侧传递到网侧的能量大小决定。
4 实验验证
采用F28335浮点型DSP作为控制器,DSP通过数据线将数据写入CPLD,CPLD负责完成PWM信号的生成、编码以及传输。主电路采用IRF640作为开关器件,驱动芯片选择HCPL-315J。变流器输入侧采用2级H桥级联,滤波电感为1 m H。变流器负载使用三相阻感负载,电阻为50Ω,电感为1 m H。
变流器中各器件的开关频率均为5 k Hz;各级直流电容电压参考值为80 V;输入侧交流电采用调压器获取,相电压幅值为120 V;各直流母线电容采用2个2 200μF的电容并联,容值为4 400μF。
图7为输入侧变流器工作于不控整流时的电网电压ug和电流ig,此时Udc-1和Udc-2上分别跨接50Ω的电阻负载。图7的电流为典型二极管整流器的电流波形,受输入侧电感Lg的影响,其相位滞后电网电压ug,且含有大量的谐波电流。
图8为采用PWM整流后的电网电压ug和电流ig波形。可以看出ug与ig同相位,表明采用PR调节器可以实现对50 Hz正弦信号的无静差跟踪,消除了无功功率,提高了线路的传输能力;由于采用多电平PWM,电网电流正弦度较高,减少了对电网的谐波污染。
图9为变流器输入侧的交流电压uH-1、uH-2以及二者电压之和uH-1+uH-2。可见,uH-1、uH-2均为三电平PWM波,二者幅值近似相同,表明此时两直流母线电容电压Udc-1、Udc-2近似相等,验证了变流器中电容电压均压特性良好;uH-1+uH-2为五电平PWM波,这是由于采用了第3节中给出的调制算法,将系统的开关频率提高为了原来的4倍,改善了输出电压的波形质量。
图10为uH-1+uH-2的谐波分析,其中最低次开关频率整数倍的谐波出现在20 k Hz位置,这与式(11)的理论结果吻合,表明本文对PWM算法的建模正确,第3节中的调制算法流程有效、可行。
图11为变流器运行过程中,中频变压器绕组1的输入电压uM-1与电流iT-1。由uM-1的幅值可以看出,此时Udc-1稳定在90 V,与设定值相同。由uM-1与iT-1的相位关系可知,当输入电压为正时,输入电流为正;当输入电压为负时,输入电流为负。因此输入绕组1的功率为正。
图12为中频变压器绕组2的输入电压和电流波形,uM-2的幅值表明Udc-2维持在90 V附近,与系统的设定电压相同。当电压在正半周期内时,电流由负变正,总功率为正;当电压在负半周期内时,电流由正变负,总功率为正。因此绕组2的输入功率为正。图11和图12的实验结果表明,此时绕组1、2输入功率均为正,这与能量通过绕组1、2传递到负载的工作状况吻合。
图13给出了副边绕组的输入电压与电流,uM-0的峰峰值为180 V,表明Udc-0稳定运行于90 V,验证了本文提出的电容电压控制算法的正确性。图13中uM-0与iT-0保持反相,因此输入绕组0的功率为负,这表明能量通过绕组0供给负载,与实际能量流动方向相同。
图14为此时变流器输出的三相电流波形,分别用ia、ib和ic表示,可以看出三相电流均为近似正弦,幅值相同,频率相同,相位互差120°,表明变流器输出的三相正弦电流正常。
为了实现能量双向流动,使变流器的输出端经电感后接三相反电动势运行,三相反电动势由三相电网经隔离变压器和调压器后降压得到。通过调整变流器输出电压的幅值和相位,即可改变功率的流动方向。
图15给出了能量双向流动时输入侧的电网电压和电流波形。观察图15中的电流波形可知,开始时电压、电流相位相反,表明功率由负载流向电网;从75 ms附近开始,经过50 ms左右的过渡过程,电流与电压相位变为相同,表明能量由电网流向负载,验证了本文提出的变换器具有四象限运行能力。
图16是变换器负载突变情况下的动态实验波形,开始时能量由负载流向电网,因此图16中左侧30 ms内,电压、电流相位近似相反,之后能量由电网流向负载,电流与电压的相位迅速变为相同,输入侧保持了较高的功率因数。整个动态过程中,两直流电容电压近似保持不变,表明本文提出的变换器控制策略正确可行。
实验结果表明,本文提出的变流器拓扑结构工作正常,提出的调制算法可以实现变流器输入侧的电流与电压同相位,使系统运行于单位功率因数,降低输入电流的谐波含量;通过对各中频H桥进行控制,可以使各直流母线电容电压维持在设定值,实现能量的双向流动。变流器的输出侧采用三相逆变桥,可以驱动三相电机负载,实现对电机的高性能控制。
5 结论
本文提出了一种适合于机车牵引的四象限变流器拓扑结构,该变流器输入侧采用级联H桥结构,可以通过滤波电感直接与高压电网相连,从而省去了传统的工频降压变压器,降低了系统的体积、重量和成本。采用中频H桥和中频变压器,可以实现能量的双向流动,并显著节省材料。由于可以实现能量双向流动,因此可以四象限运行,将电机制动的能量反馈入电网,起到较好的节能作用。本文提出的变流器拓扑具有功率密度高的特点,因此适合于机车等对空间和重量等要求较高的场合。本文分析了变流器中能量的传递规律以及对电容电压的影响,提出了相应的电容电压控制算法和调制策略。实验结果表明该拓扑结构工作正常,所提出调制策略和控制算法正确可行,且具有计算量小、工作可靠的特点,应用前景较好。
摘要：提出了一种新型四象限多电平变流器拓扑结构,由级联H桥型整流器、中频变压器和级联H桥型逆变器三部分构成。建立了变流器的能量传输模型,提出了相应的控制方法和调制策略;分析了输入侧变换器的输出电压模型,给出了相应的调制算法流程。阐述了各中频H桥的工作相位的作用,即达到了控制各电容电压平衡的目的,实现了变流器的四象限运行。实验结果验证了拓扑结构和控制方法的正确性。所提变流器拓扑结构省去了传统的工频变压器,降低了变换器体积和重量,可以应用于高压大容量场合。
多电平变流器 第4篇
关键词：模块组合多电平变换器,静止同步补偿器,电容均压,直接电流控制
近年来,随着电力系统的快速发展,各种新型FACTS装置不断出现,STATCOM也不断向着高压大功率方向发展。 传统的采用低电平数目的电压源变流器,由于控制简单、成本较低得到了大量应用,但是其电平数低,输出电压电流谐波大,增加了滤波器的的设计难度和成本[1,2]。 多电平变流器的提出很好地解决了上述问题,通过子模块的级联,使输出电压逼近正弦波,大大降低了谐波;模块化的设计便于扩展和实现冗余控制,可以更灵活地适应不同的电压等级;灵活的控制策略省去了笨重的耦合变压器,降低了系统成本[3]。 2002 年,MARQUARDT R首次提出模块化多电平变流器(MMC) 的概念[4], 因其具有诸多优点成为学者们研究的热点,被视为下一代高压大功率变流器发展的方向。 参考文献[5]提出了MMC的基本结构和工作原理, 参考文献[6] 阐述了MMC在高压直流输电领域中的应用。
本文首先分析了M-STATCOM的结构和工作原理然后根据无功补偿的要求建立了M -STATCOM的动态数学模型, 提出了直接电流控制技术和电容均压策略。在Matlab/Simulink中建了10 k V M-STATCOM仿真模型仿真结果表明本文所提出的控制策略具有良好的稳态和动态控制效果,达到了预期效果。
1 基于MMC的STATCOM
1 . 1 M - STATCOM的拓扑结构
M - STATCOM的拓扑结构如图1 所示。 Ls是耦合电感,Rs是电抗的等效电阻。 MMC每相由上下2 个桥臂组成,每个桥臂由n个子模块和1 个电感构成。 子模块是MMC的基本组成单元, 由1 个电容和2 个带有反并联二极管的IGBT组成。
设子模块电容电压为Vc, 输出电压为Vx。 不论桥臂电流的方向如何, 输出电压Vx都会在Vc和0 两个值之间切换。 当IGBT S1导通( S2关断) 时, Vx= Vc; 当IGBT S2导通( S1关断) 时, Vx= 0 。 如果两个IGBT都关断, 它们将承受电容电压Vc。 每相有n个模块同时工作, 其余n个模块被旁路, 通过改变上下桥臂子模块的工作状态, 就可以使交流侧输出逼近正弦波的交流电压。
2 M - STATCOM的控制策略
2 . 1 M - STATCOM动态模型
由M-STATCOM的等效电路可知:
设电源电压为对称的正弦波,其表达式如下:
在dq0 坐标系中:
其中:
根据瞬时无功功率理论[7],M -STATCOM消耗的有功功率ps和无功功率qs满足:
其中Id、Iq分别是M-STATCOM的有功电流和无功电流。
所以通过控制Id、 Iq就可以分别控制M -STATCOM与电源交换的有功和无功,即实现了有功和无功的解耦控制。 当Id为正时,系统向M-STATCOM输送有功;当Id为负时,M-STATCOM向系统反馈有功。 当Iq为正时,MSTATCOM发出超前的无功; 当Iq为负时,M-STATCOM发出滞后的无功。
2 . 2 M - STATCOM均压策略
M-STATCOM与普通STATCOM相比, 省去了直流侧的大电容,取而代之的是各个模块都有一个悬浮电容,由于各个模块的开关损耗差异、电容损耗差异以及驱动脉冲微小的差异等原因,会造成各个电容电压之间存在差异,因此,保证各个电容电压都在一定范围内是MMC正常工作的关键。
本文采用基于排序的电容均压算法。 在每一个PWM周期内, 测量所有的模块电容电压并按照从大到小的顺序进行排列,然后根据桥臂电流方向和应该导通的模块数,决定要投入的模块。 具体方法是:如果桥臂电流为正, 则触发导通电容电压最低的k个模块, 其余的模块关闭; 如果桥臂电流为负, 则导通电容电压最高的s个模块, 其余的模块关闭。 如图2 所示, 假设上桥臂导通的模块数等于2,下桥臂导通的模块数等于3,此时上下桥臂的电流方向分别为iz1( t ) > 0 , iz1( t ) < 0 。 根据排序算法的原理可知, 此时上桥臂的模块SM=3 和SM=5 应该投入,下桥臂的模块SM=7、SM=8 和SM=9 应该投入通过均压算法,达到了电容均压的目的。
2 . 3 M - STATCOM直接电流控制策略
变流器电流控制技术可分为间接电流控制和直接电流控制。 虽然间接电流控制不需要交流电流传感器构成电流闭环控制, 但是其动态响应慢而且对参数敏感[8,9,10]。 直接电流控制由于采用网侧电流闭环控制, 使变流器网侧动态、 静态性能得到了提高, 同时使网侧电流控制对系统参数不敏感,增强了电流控制系统的鲁棒性。 为了提高M-STATCOM的响应速度, 本文采用固定开关频率PWM直接电流控制技术,其原理如图3 所示UT为三角载波幅值,i为M-STATCOM的输出电流。
3 仿真及结果分析
为了验证本文提出的M-STATCOM控制策略的正确性,在Matlab/Simulink中搭建了10 k V仿真模型,系统用等值电源表示。 仿真参数如下:电源电压10 k V,基准容量100 MVA, 电源阻抗X/R=7, 频率为50 Hz; 连接电感Ls= 10 m H ; MMC每相28 个模块, 上、 下桥臂各14 个; 限流电感L=2 m H, 模块电容C=4 700 μF, 电容电压设定为1 500 V。 为了验证M-STATCOM的动态补偿效果,负载为可变负载, 负载有功功率恒为6 MW, 无功功率在0 . 1 s时由6 MW突变为- 3 MW 。
图4(a)、 图4(b) 分别为M-STATCOM补偿前和补偿后的电源侧电压电流波形。可见,M-STATCOM投入前,由于负载从感性变为容性,电源侧电压由偏低变为偏高,电源侧电流由滞后电压变为超前电压;M-STATCOM投入后, 由于补偿了负载无功电流, 电源侧电压始终保持在正常值范围内,电源侧电流的相位始终和电压相位相同。
图5 为M -STATCOM交流侧输出电压电流波形,0 . 1 s之前M - STATCOM工作在容性工况, 输出电压有效值大于电网电压,输出电流超前电压90°;0.1 s之后MSTATCOM工作在感性工况, 输出电压有效值小于电网电压,输出电流滞后系统电压90°。
图6 为M-STATCOM一个桥臂电容电压波形, 由图可见, 各个电容电压基本在一条轨迹上, 说明本文的均压策略是有效的。
本文首先分析了M-STATCOM的拓扑结构和工作原理, 然后建立了M-STATCOM的动态模型, 提出了一种电容均压策略, 设计了基于直接电流控制策略的M -STATCOM控制系统。 数值仿真结果表明, 本文提出的控制策略正确且有效。
参考文献
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多电平变流器 第5篇
关键词：风电系统,多电平变流器,变频恒速
1 引言
近年以来, 能源问题已经对全球产生巨大影响, 各种可再生能源比如风力发电系统 (WPGS) 和光伏发电系统 (PV) 已经得到了广泛的关注和研究[1]。在国家“十二五”规划中, 风力发电的目标是在2015 年全国累计风电装机总容量达100GW, 到2020 年, 目标是超过50GW[2]。但由于目前大部分可再生能源发电装置所产生的电能具有间歇性和不可预测性等特点, 对电网电压和频率产生影响, 电能质量难以保证。
2 风力发电系统分类
(1) 恒速恒频发电系统。该系统是指发电机在发电过程中, 保持其转速不变, 来得到和电网频率一样的恒频电能。该系统虽然结构简单, 但是存在许多缺点:风速改变时, 风力机转速不变, 对风能利用率下降;风速突变时, 变化的风能对主轴、齿轮箱、发电机等部件产生较大应力;并网时会产生大冲击电流;所用的异步发电机一边发出有功功率, 一边消耗着无功功率。因此, 变速风机组越来越受重视。
(2) 变速恒频发电系统。发电机在该系统内, 当风速变化时, 其转速也随之变化, 得到和电网频率一致的恒频电能。这种系统可以使风力机的风能利用系数在额定风速以下的整个运行范围内都处于最大值, 从而可比恒速运行获取更多的能量。当风速发生特别大的变化时, 风轮吸收完产生的风能以动能形式储存起来, 在电力电子装置控制下, 释放能量, 送入电网。其平稳安全受到肯定。
近年来直驱式永磁风电机组逐渐表现出发展潜力。它采用永磁同步发电机和变流装置省去双馈型变速恒频系统的齿轮箱、滑环电刷等薄弱环节。因此, 该系统成为了风力发电技术领域的一个重要发展方向。系统中让电能回馈至电网, 所用的装置即变流器。因此设计中, 对变流器的响应速度、可靠性、并网特性等方面有较高要求。该技术的掌握对于推动我过风电事业发展, 可再生能源的自主创新能力提升具有重要意义。
3 风电系统中的多电平变流技术
(1) 二极管箝位型多电平技术。图1 所示为二极管箝位型三电平变流器, 该应用形式已比较成熟。变流器结构为背靠双背PWM, 逆变侧和整流侧都是二极管箝位型三电平变流器。直流侧串联两个相同规格的电容器, 其中点作为三电平变流器箝位点。
该变流器具有多重化和脉宽调制优点:交流侧不再需要变压器联接, 传输带宽好, 动态相应好;输出功率大, 等效开关频率高等。但是也存在箝位二极管承受电压不均匀的缺点, 其开关器件的控制较为复杂, 使七电平以上在实际工作中难以控制。
(2) 电容箝位型多电平变流器。图2 所示为电容箝位型三电平变流器, 该结构与二极管箝位型应用相似, 合成的自由度和灵活性提高的同时, 因为大电容的引入同样增入了体积庞大成本高等难题, 且包括直流分压电容电压不均衡问题。另, 该拓扑结构开关频率增高, 损耗也随之增大。
(3) 级联H桥型多电平变流器。图3 所示为级联型五电平变流器结构。该变流器每相由N个H单元级联而成, 输出的相电压平数为M=2N+1。该系统有如下优点:1) 因各功率结构相同, 便于设计的模块化和封装;2) 控制方法简单, 可分别对每级进行PWM控制后进行波形重组;若有一个单元出现故障问题, 其余功率单元可照常可靠运行;3) 直流侧不需要箝位器件, 全部采用了独立电源供电, 电压均衡问题得以解决;4) 对于相同电平数, 级联型所需器件数目最少, 谐波含量更少, 更适合高电压使用场合。当然该系统也存在不足之处, 每个基本H桥单元均要独立直流电源, 成本高, 体积庞大, 不易实现四象限运行。尽管如此, 其优势让该结构在直驱风力发电系统中应用非常普遍。
实际应用中, 通常使移相变压器生成多个彼此电气隔离三相电源, 再整流为各独立直流电源。因移相变压器的引入, 其适用于风力系统的设计是一个待解决的问题。
4 结束语
风力发电技术是一个新兴领域, 其系统复杂性和学科交叉性需要理论与实践并重。直驱功率发电系统在目前应用越来越广泛, 随着电力电子技术的不断发展, 多电平技术日渐成熟, 其优良的性能将越来越多应用于新能源领域。
参考文献
[1]张德丰.MATLAB/Simulink建模与仿真实例精讲.第一版[M].北京:机械工业出版社, 2010:212-271.
新型混合级联多电平换流器调制策略 第6篇
目前,适用于直流输电的电压源换流器拓扑结构根据桥臂运行特性大致可划分为以两电平换流器为典型代表的可控开关型换流器和以模块化多电平换流器(MMC)为典型代表的可控电源型换流器两大类[1,2]。传统两电平换流器技术成熟,现有大部分输电工程采用该拓扑结构[3,4],但存在开关频率高、损耗大、电压及功率等级提升困难、对串联器件的开关一致性要求严格等缺点。标准的MMC采用半桥子模块级联形式,易于扩展到任意电平输出,具有较低的谐波畸变率,且可采用较低的开关频率,然而难以应对直流故障,需要通过断开交流侧断路器实现故障清除。采用全桥子模块的MMC能够处理直流故障[5],但器件数量大大增加。
2010年,ALSTOM公司提出了结合以上2种拓扑特点的可控开关电源型混合式换流器,其存在多种具体的实现形式[1,2,6,7,8,9]。其中,一种新型混合级联多电平换流器(HCMC)因具有模块数量少、可以实现直流闭锁且故障期间作为静止同步补偿器(STATCOM)运行等优点,逐渐受到学术界和工业界的青睐。该拓扑的关键结构有2部分,即由绝缘栅双极型晶体管(IGBT)串联组成的导通开关和全桥子模块级联而成的整形电路。该拓扑提出时间较短,相关研究和分析尚不深入。文献[2]和文献[6]主要从原理上概述了该拓扑特点与运行机理,并仿真分析了其在交直流故障下的系统响应特性,但若干亟待解决的关键性问题并未详细阐述,如控制结构设计、调制策略选取与具体实现、子模块电容电压均衡等,这些问题能否妥善解决直接决定换流器运行性能的优劣。本文重点研究了HCMC的调制方式和子模块均衡策略,通过协调控制导通开关的开断和整形电路中级联子模块的投切,保证系统在稳态和直流故障期间能正常运行或动作,最后在PSCAD/EMTDC中仿真验证了所述策略的有效性。
1 拓扑结构和基本原理
HCMC基本拓扑结构如图1所示。
图中:N为直流侧的中性接地点;Uw为整形电路电压;USM为全桥子模块输出电压;Udc为直流电压。导通开关由多个IGBT串联而成,每相有上下2个导通开关,三相6个导通开关构成桥式电路,导通开关用Si(i=1,2,,6)表示。每相整形电路由级联的子模块(SM1至SMn)构成且整形电路位于导通开关的交流侧。若整形电路位于导通开关的直流侧,则构成了HCMC的一种对偶结构形式,文献[7]称之为“桥臂交替导通换流器”。每个子模块采用由4只IGBT组成的H桥结构,子模块电容额定电压为Uc。正常情况下根据输出电压极性大小,可将子模块运行状态分为3种,相应的IGBT开关状态如表1所示。当输出电平为+Uc时,称为“正投入”;当输出电平为-Uc时,称为“负投入”;当输出电平为0时,称为“切除”。4个IGBT均关断的非正常状态称为“闭锁”。
注:T1与T3、T2与T4状态互补。
稳态运行时,导通开关循环交替导通或关断各个桥臂,通过投入或切除整形电路中的级联子模块,使输出交流电压波形逼近所期望的正弦参考波。当所有导通开关均导通时,换流器将重构为星形连接的STATCOM,可在直流故障期间向交流系统提供无功支持。关断导通开关和级联模块内所有的IGBT可以实现换流器闭锁过程,因此,HCMC具有3种工作模式,即正常运行模式、STATCOM模式和直流闭锁模式。
为便于理解和分析该拓扑的核心工作机制和能量传递过程,假设:(1)各相子模块参数一致,不考虑开关延时;(2)换流器输出三相对称的正弦电压与电流;(3)直流侧电压平滑。定义a相开关状态量ma与导通开关S1和S4开断状态之间的关系如表2所示(为简化说明,以a相为例,b相和c相可以类推)。
正常运行模式下,同相上下导通开关的开关状态是互补的。换流器基本特性可由式(1)至式(3)确定,即
式中:va(t),Um,ia(t),Im分别为换流器出口相电压瞬时值、相电压幅值、线电流瞬时值和线电流幅值;uwa(t)为a相整形电路两端电压;ω为系统角频率;φ为电流滞后电压的相角。
2 导通开关的稳态调制策略
降低导通开关开断频率可有效减少开关损耗,为此本文提出一种不对称方波基频调制策略,通过引入子模块电容电压平均值作为反馈量,以保证整形电路总能量变化均衡。
2.1 调制机制和能量平衡
不对称方波调制原理如图2所示。
开关量ma由式(4)确定,即
式中:sgn(x)为符号函数;V0为三相电压零序分量,通过调节其大小控制导通开关开断时刻以调整充放电时间,使得整形电路在一个基频周期内与外界的交换能量为0。
由式(4)即可确定导通开关的2个开断时刻。定义调制占空比τ为上桥臂在一个基频周期内开通的时间比率,当τ=0.5时即为传统的对称方波基频调制,是本文所提策略的特例。
引入电压调制比ku[10]:
根据图1所示的电压、电流方向,并结合式(3)和式(7),求得a相整形电路向外界释放的瞬时有功功率pwa(t)为:
在一个基频周期内,a相整形电路所释放的能量Wwa为(推导过程见附录A):
式中:Pcon为换流器三相输入功率。
保证子模块电容电压平衡的前提是在一个基频周期内整形电路与外界的能量交换为0,令Wwa=0,得到如下稳定约束:
为了维持直流侧电压,通常需要保证任意时刻至少有一个上桥臂导通开关和一个下桥臂导通开关同时处于导通状态,因此
联立式(10)和式(11),可以得出电压调制比的取值范围如下式所示。
2.2 控制器设计
由式(9)可以看出,为满足能量平衡的要求,可控量有2个(τ和ku),且变化需在式(11)和式(12)确定的有效范围内。由式(7)可知,ku的变化可通过调节换流变压器的抽头挡位改变阀侧电压来实现。由式(6)和式(7)可知,τ的变化是通过控制V0的大小来实现的。当系统运行在某一特定工况时,即换流变压器抽头挡位保持恒定且有功功率和无功功率已知,由于此时ku确定,为使整形电路与外界能量交换平衡,因此,需要调整V0以满足式(12)的约束。
从能量的角度考虑,模块电容电压的变化是由于其与外界存在能量交换(充电与放电过程),模块电容电压的平均值波动可以反映整形电路所储存和释放能量的总体情况。为此,引入三相整形电路所有子模块电容电压的平均值Uc作为反馈量以控制导通开关开断时刻。即
式中:N为每相整形电路的子模块总数。
联立式(7)和式(11),解得V0最大变化范围为:
综合上述分析,设计导通开关的控制结构,如图3所示。
由于反复的充放电过程导致子模块电容电压存在波动分量,为此配置了一个二阶低通滤波器以提取其直流分量,通过与电容电压额定值比较,再经过比例积分(PI)控制器,得到直接控制量V0。值得注意的是,此时V0已不是理论分析中假设的平滑直线,而是以其为中心上下波动的曲线。为防止出现因V0抖动导致导通开关在短时间内多次开断的现象,设计单稳及采样保持电路,先处理由不对称方波调制模块产生的脉冲信号,之后再触发相应的导通开关。换流器出口电压参考波一般是由换流器级非线性控制器根据上层有功类或无功类控制指令,通过解耦控制得到的输出量[11]。然而导通开关的控制只能保证整形电路的总能量均衡,各个子模块电容电压均衡和能量再分配需要通过第3节所述的子模块电容电压均衡策略实现。
3 整形电路的稳态调制策略
整形电路的调制策略是指通过合理安排各级联子模块的导通和关断状态,使合成的阶梯波逼近所期望输出的正弦波,同时保证子模块电容电压波动在一定范围内。为此,本文提出一种适用于HCMC结构特点的改进载波移相调制方法,根据调制波与参考波,比较得到需要投入的模块数量,基于电流和模块电压监测结果,并根据子模块电容电压均衡策略触发相应的子模块。
3.1 改进载波移相调制
多电平拓扑结构的常见控制方法有最近电平逼近控制[12]、空间矢量控制[13]和载波移相控制[14]等。其中最近电平逼近调制实现简单,但动态调节困难且性能结果较差,适于子模块特别多以至于谐波性能不再成为限制因素的场合;空间矢量控制中电平数与电压空间矢量数呈立方关系,在电平较高场合受到限制;载波移相调制能在较低的器件开关频率下实现较高等效开关频率的效果且易于实现[14],在级联多电平换流器和MMC等领域应用广泛。然而传统方法一般针对桥臂N个子模块单独应用低频率的脉冲宽度调制(PWM),生成N组相对独立的调制信号,分别驱动相应的功率器件。由于实际电路中存在元件参数、器件损耗、脉冲延时等差异,导致子模块性能难以达到完全一致,因此各个子模块电容电压动态平衡较为困难[15]。
本文提出的改进载波移相控制方法,作用在于确定某时刻子模块的投切量而不再产生具体子模块的驱动信号,是否触发特定子模块由子模块电容电压均衡策略确定。载波由N组初始相角相差2π/N的单极性三角波组成,载波频率为fcr,三角波的幅值为NUc。各相整形电路的期望波由导通开关控制器给定,如图3所示。由于采用单极性的三角载波,故取期望波的绝对值作为参考波。定义幅度调制比kc为:
当kc>1时,换流器进入过调制状态。为防止稳态运行时过调制状态的出现,需要控制换流变抽头挡位和零序控制量V0,满足
子模块投入的数量np为:
式中:step(x)为电平函数;Vcarrier(i)为单极性三角波电压。
由于子模块采用全桥结构,正投入可输出正电平,负投入可输出负电平。仅知道投入数量仍无法确定投入状态,为此引入带符号的投切量n:
当n>0时,意味着正投入np个子模块;当n<0时,表示负投入np个子模块。
图4给出了该调制方法实现的原理图。假设换流器每相整形电路有6个子模块,子模块电容电压额定值为10kV,直流侧电压为80kV,电压调制比为1.2,输出功率为80 MW,电流滞后电压角度为30°,载波频率为50Hz。
3.2 子模块电容电压均衡策略
子模块电容电压均衡策略的基本思想是收集子模块电容电压监测信号并对其排序,根据相电流极性和投切量,选择正投入、负投入和切除相应子模块,对整形电路总能量进行重新再分配,保证同相各子模块电容电压波动在允许范围内。为了减小各子模块电容电压间的相互偏差,投切遵循的基本原则是:优先对电容电压高的子模块放电,优先对电容电压低的子模块充电。具体步骤可按上述原则列出,此处不赘述。
4 直流故障时的调制策略
直流侧常见故障[16]包括直流单极接地短路故障、直流双极短路故障和断线故障。现有绝大部分拓扑结构的换流器不具备直流闭锁能力[5],一般采用断开交流侧断路器的方式来实现故障清除;为降低直流线路故障率,通常采用昂贵的电缆。HCMC与以往拓扑结构相比的最大优势在于具备直流闭锁能力,通过闭锁所有子模块和导通开关内的IGBT,进行短时故障清除。当直流侧发生永久性故障时,HCMC可以运行在STATCOM状态,为交流侧提供动态无功支持,尤其适合于风电场并网场合。此时所有导通开关导通,即处于表2中的状态3。HCMC重构为星形连接的STATCOM,换流器只需针对整形电路内的级联子模块进行调制和控制。因为表2已定义STATCOM模式下ma=0,故在该模式下式(3)仍满足,因此式(3)可表示为:
整形电路稳态调制策略实现流程和步骤可应用在STATCOM模式下,区别在于两者期望波和参考波不同,后者由式(21)确定。此时参考波最大值为:
为防止STATCOM稳态运行出现过调制,在选择子模块电容和数量时需要考虑满足:
5 仿真分析与验证
在电磁暂态软件PSCAD/EMTDC中搭建三相HCMC仿真平台,验证本文所提出的调制策略。系统基本参数:额定直流电压为±150kV,额定功率为300 MW,交流系统电压为110kV,短路容量为3 810 MVA,X/R=8,子模块电容为3 000μF,额定电压为15kV。换流变压器采用YNd11连接,漏抗为0.1(标幺值),变比为110kV/233.9kV,有载调压变压器抽头位于二次侧,每挡位1.25%;每相有15个子模块,子模块电容为3 000μF,额定电压为15kV;直流侧采用理想直流电压源和线路电阻模拟,直流电压为300kV,线路电阻为1Ω,直流侧采用大电阻接地方式,接地电阻为3 000kΩ。载波移相调制中载波频率为250 Hz,排序频率为4 000Hz。稳态运行时,换流器级系统矢量控制器采用定有功功率和定无功功率控制;直流故障期间,在STATCOM运行模式下,采用定子模块电容电压和定无功功率控制。
仿真情景1:假设各子模块在0.3s预充电完毕,然后进入稳态运行模式,其间有功功率参考值为300 MW,无功功率参考值为-60 Mvar。为满足式(12)给出的电压调制比范围,变压器抽头位置处于-1挡。导通开关的调制策略如图5所示。稳态运行时S1和S4开关状态互补,当a相参考波大于零序控制量V0时,S1导通、S4关断,反之则S1关断、S4导通。由于V0存在波动,如果直接根据式(4)生成的触发脉冲会导致导通开关出现短时间内反复关断现象,如图5(b)所示。为抹去小脉冲,本文设计了单稳及采样保持电路对初始触发信号进行修正,修正后的触发信号如图5(c)所示,保证了调制策略的基频特性。
整形电路的稳态运行特性如图6所示。其结果显示,整形电路通过投切级联子模块合成的电压波形,与期望波十分逼近,波形转折点与图5所对应的导通开关开断时刻相关;子模块电容电压波动控制在5%以内,实现了整形电路能量储放守恒,验证了子模块电容电压均衡策略的有效性。在本文所述的调制策略下,系统具有良好的运行性能和波形质量(电压畸变率为1.27%,电流畸变率为0.99%,如附录B图B1所示),故适合于系统对谐波性能要求较高的场合。
仿真情景2:假设在0.7s直流侧发生永久性双极短路故障,换流器监测到故障后(不考虑延时)立即闭锁并持续0.2s,其间断开直流线路,而后将换流器运行在STATCOM模式下,无功参考值为-120 Mvar。
不同模式下系统的基本运行特性如图7所示。STATCOM模式下子模块电容电压和整形电路电压波形如图8所示。其中图8(b)是图8(a)中虚线框内波形进行放大后的波形。
由图7和图8(a)可以看出,直流闭锁期间,子模块电容电压保持恒定,0.9s时换流器解锁,系统由闭锁模式平稳地切换到STATCOM模式,最终实现对交流系统的动态无功补偿。图8(b)和图8(c)结果表明,电容电压波动在2%以内,整形电路输出合成波形逼近正弦,从而验证了本文所设计的调制策略和子模块电容电压均衡策略的有效性。
6 结语
HCMC最大的优势在于能够实现直流故障自清理,但拓扑结构和控制系统相对复杂,稳态运行时整形电路和导通开关的协调配合是难点,本文重点研究了2个关键部分的调制和配合策略。为了减少导通开关的开关频率和运行损耗,本文提出了具有基频开关特性的不对称方波调制;而所应用的改进载波调制尽管能够实现电容电压平衡,但尚未对如何减少整形电路器件开关频率作进一步深入研究,因此优化整形电路子模块投切策略将是本文下一步需要研究的内容。
附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。
多电平变流器 第7篇
随着智能电网的不断发展,风力发电、光伏发电等新能源发电并网规模增大,特高压直流输电发展迅速,应用于该领域的电力换流器得到更加广泛的研究和应用。基于绝缘栅双极型晶体管(IGBT)的两电平电压源换流器结构简单、控制方便,但输出交流电流谐波含量大、开关频率高、开关损耗大[1,2,3];采用晶闸管中点钳位(NPC)和飞跨电容型三电平电压源换流器时谐波含量、开关损耗比两电平小,但电路结构复杂,很难扩展到高电压等级;模块化多电平换流器(MMC)基于模块化设计,易扩展,谐波含量少,可适用于中高电压等级,但直流侧发生双极短路故障时无法限制短路电流,必须迅速控制换流器使其退出运行[4,5,6,7,8]。
文献[9]提出了一种基于IGBT的桥臂切换多电平换流器(alternate-arm multilevel converter,A2MC),每个桥臂由级联H桥子模块与反并联功率二极管的IGBT桥臂切换开关子模块串联构成。A2MC与MMC相比,除了同样具有谐波含量小、易于扩展到高电压等级、直流电压利用率高等特点外,其突出优点是在直流侧发生短路故障时能有效抑制短路电流并继续运行。
1 HMC的电路拓扑与工作原理
本文提出一种混合型多电平换流器(HMC)拓扑,其结构如图1所示,特点是采用晶闸管替代A2MC中的桥臂切换开关主器件IGBT。图中:CSMp和CSMn分别为上桥臂和下桥臂级联H桥模块;ASp和ASn分别为上桥臂和下桥臂切换开关模块;SM为子模块。该换流器能够在保持A2MC优点的同时,有效降低成本和功耗;但因晶闸管没有自关断能力,需要控制其运行于吸收感性无功状态下,才能实现过零关断,因此与A2MC相比,效率略低。该拓扑结构主要适用于高压直流输电及风电和光伏发电等新能源并网逆变器领域。
1.1 电路拓扑
图1中,每个桥臂由级联H桥子模块与反并联功率二极管的晶闸管桥臂切换开关子模块和桥臂电抗器串联构成。
1.2 工作原理
HMC的单相(A相)等效电路如图2所示,图中同时给出了电压、电流的参考正方向。
换流器交流侧正负半波电压分别由上、下桥臂H桥子模块的不同通断组合形成,上、下桥臂导通切换时刻即为相电压过零点时刻[9]。下面以上桥臂向下桥臂切换导通为例,说明该换流器的工作原理。
切换前上桥臂导通,相电压为正;切换后下桥臂导通,相电压为负。显然,因晶闸管没有自关断能力,故在上、下桥臂切换之前,必须确保流过上桥臂的电流已经反向(只要保证相电流滞后相电压即可),即上桥臂晶闸管已经处于关断状态(电流经反并联二极管导通),从而在相电压过零时刻(图3中B点)触通下桥臂晶闸管时,相电流能顺利地“换流”到下桥臂。
由图2可得交、直流电压关系式如下:
式中:Ua和Udc分别为换流器交流侧相电压与直流侧电压;Upa和Una分别为CSMp和CSMn形成的电压;Vpa和Vna分别为ASp和ASn两端压降。
ASp导通(ASn关断)时,Vpa=0,有
ASn导通(ASp关断)时,Vna=0,有
图2中分别给出了Ua,Upa,Una的参考波形。
假设交流侧三相对称,则HMC交、直流侧功率及其关系如下:
式中:为A相电压有效值;为A相电流有效值;为A相电压幅值;为A相电流幅值;φ为功率因数角。
由于交流侧功率与直流侧功率相等(忽略损耗),可得交流侧电压幅值与直流电压的关系为:
则直流电压利用率η为:
2 HMC的调制策略
2.1 级联H桥模块调制方法
HMC级联H桥模块的调制方法,就是通过投切其不同组合的H桥子模块数来使HMC输出的交流电压逼近调制波。应用于多电平换流器的调制方法主要有脉宽调制(PWM)和阶梯波调制2种。高电压应用场合通常需要很多H桥子模块级联,构成电平数很高的阶梯波逼近正弦波时谐波很小,因此一般采用阶梯波调制方法,以有效降低IGBT的开关次数及开关损耗。
本文对级联H桥模块的调制方法采用基于阶梯波调制的最近电平逼近法(NVL)[10],图4为其调制流程框图。图中:Ud为级联H桥子模块电容额定电压值;NINT(x)为取整函数;Npj和Nnj分别为上、下桥臂所需H桥子模块数;j取a,b,c。
2.2 子模块电容电压均衡策略
与MMC类似,影响HMC运行工况优劣的一个重要因素是子模块电容电压是否均衡。由于HMC采用H桥子模块级联结构,H桥有正投入、负投入和零投入(退出)3种工况(MMC采用半H桥子模块级联结构,其半H桥只有投入和退出2种工况),不能采用级联半H桥的均压策略[11],而文献中也未具体涉及有关A2MC级联H桥的均压控制策略,因此,本文提出一种适用于级联H桥的电压均衡策略。
控制器根据测得的周期性桥臂电流与各子模块电容电压,以及相应时刻基于NVL得到的桥臂电平数N,对各H桥子模块电容电压进行均衡控制:当N=0时,所有子模块零投入(保持);当N>0时,若桥臂电流ileg>0则控制N+NA(NA为额外投入的控制模块数,作用是调整子模块电压均衡速度,取值应满足式(10)不等式关系)个电容电压最小的子模块正投入、NA个电容电压最大的子模块负投入、其余子模块零投入,若ileg<0则控制N+NA个电容电压最大的子模块正投入、NA个电容电压最小的子模块负投入、其余子模块零投入;当N<0时,若桥臂电流ileg>0则控制-N+NA个电容电压最大的子模块负投入、NA个电容电压最小的子模块正投入、其余子模块零投入,若ileg<0则控制-N+NA个电容电压最小的子模块负投入、NA个电容电压最大的子模块正投入、其余子模块零投入。
式中:NSUM为总的H桥子模块个数。
3 HMC与MMC的比较
3.1 功率器件数比较
2种换流器拓扑结构类似,均采用模块化的设计,MMC采用半H桥结构,HMC采用全H桥结构,功率器件的数目取决于电压等级和自身的工作原理。以下从各自的工作原理出发,分别推导MMC和HMC功率器件数的计算公式,再在相同电压等级下进行比较。
3.1.1 MMC所需功率器件数
根据MMC拓扑及其工作原理[12],可获得如下各式(以A相为例):
式中:上标MMC表示MMC中对应的变量;SkMMC为MMC桥臂中各半H桥子模块投入函数,SkMMC=1表示投入,SkMMC=0表示退出;NpaMMC和NnaMMC分别为MMC上、下桥臂所需半H桥子模块数。
由式(13)可知,UpaMMC和UnaMMC非负,因此,由式(11)可得UdcMMC应满足下列条件:
式中:为MMC的A相电压幅值。
由(14)可知:
由此可求得桥臂所需半H桥子模块数为:
因此,每相所需半H桥子模块数为:
故MMC每相中IGBT数为2 NaMMC,电容数为NaMMC,二极管数为2 NaMMC。
3.1.2 HMC所需功率器件数
HMC上、下桥臂级联H桥模块输出的实际电压可用下式表达:
式中:Sk为HMC中桥臂各H桥子模块的投入函数,Sk=1表示正投入,Sk=-1表示负投入,Sk=0表示零投入。
式(18)中,Upa的电压调节范围为-NpaUd~NpaUd,Una的电压调节范围为-NnaUd~NnaUd。
由式(3)、式(4)、式(18)可得:
由式(8)和式(19)得:
因此,每相所需H桥子模块数为:
故HMC每相中IGBT数为4 Na,电容数为Na,二极管数为4 Na和若干反并联二极管的晶闸管。
在相同交流电压等级和相同子模块电压(UdMMC=Ud)条件下,HMC与MMC所需IGBT子模块数(每相)之比为:
当交流电压为90V、模块电压为1kV、有功功率为-50 MW、无功功率为10 Mvar时,HMC与MMC每相所需功率器件数如表1所示。
可见,前者即使加上另需增加的38只晶闸管(晶闸管桥臂切换模块承受的最大电压为相电压的峰值73.5kV,选用耐压8kV的晶闸管,考虑裕度实际承压按4kV计算,则每个桥臂切换模块需要19只晶闸管,每相上下桥臂共38只),所需器件数都比后者少得多,何况另增的晶闸管价格远低于IGBT;HMC的子模块数是MMC的0.4,大大减小了装置的占地面积;HMC的电容数也是MMC的0.4。可见,与MMC相比,HMC在器件数量和成本上具有一定优势。
3.2 工作性能比较
3.2.1 正常工作性能比较
MMC具有基于全控器件的模块化结构,易于扩展到高电压等级,能实现有功功率无功功率四象限运行,具有快速调节功率的能力,当电平数较高时产生的交流侧电压、电流谐波含量小,如不采取附加控制措施,在三相桥臂间会产生以二倍频分量为主的环流,直流电流会产生二倍频波动。
HMC具有全控型器件的模块化结构,桥臂切换开关采用半控器件晶闸管,HMC要实现自然换相需要吸收感性无功功率,在电平数较高时交流侧电压、电流谐波含量小,相间不会产生二倍频环流,直流电流波形具有类似电流型换流器的六脉动。
3.2.2 故障电流限制能力比较
下面比较HMC与MMC在其交流侧与直流侧发生短路故障时的故障限流能力(HMC与A2MC的拓扑结构和故障限流能力基本一样)。
1)交流侧短路故障
当交流侧系统发生短路故障时,HMC和MMC都能通过采用一定的故障控制策略限制短路电流,保持系统稳定运行[13,14,15,16]。
2)直流侧短路故障
MMC采用半H桥子模块,其直流侧发生短路故障时存在短路通路,无法有效抑制短路电流,文献[16]对MMC直流侧发生短路时主回路元件承受的短路电流及其应力情况进行了分析。从中可以看出,MMC需要额外的限流保护措施,并及时切除MMC来抑制其直流侧短路时的故障电流。
HMC采用H桥子模块,其直流侧短路时,H桥子模块储能电容(电容电压)能自动串入故障回路限制短路电流,对交流系统基本没有影响;同时,通过适当调整阀组级和系统级控制策略,能使系统在故障期间继续稳定运行。
MMC和HMC在直流侧发生短路时的电流通路(每个桥臂等效为一个子模块)见附录A图A1。可知,MMC直流侧短路时,串入故障回路的阻抗极低(只有桥臂小电感),可等效为交流侧直接短路,因此会产生极大的短路电流。而HMC直流侧短路时,H桥子模块直流侧的储能电容(电容电压)会自动串入故障回路抑制短路电流;再配合适当的故障控制策略,就能保证整个系统继续稳定运行。
HMC直流侧短路时的控制流程为:当控制系统检测到直流侧短路时,系统级控制器由有功功率控制切换为电容电压控制,无功功率控制不变,控制框图见图5。图中:下标d和q表示对应的d,q轴分量;下标ref表示参考值;下标avg表示平均值;Kp1,Kp2和Ki1,Ki2为比例、积分系数。阀组级控制器的上、下桥臂子模块参考电压切换波形见图6。
4 HMC仿真验证
利用PSCAD/EMTDC对61电平HMC进行了建模仿真,以验证其工作性能,包括所提出的均压策略、系统级控制策略和直流短路时的控制策略等。仿真模型参数如下:有功功率为-50 MW,无功功率为20 Mvar,交流系统电压为90kV,直流电压为±60kV,桥臂子模块数为60个,子模块电压为1kV,桥臂电感为0.5mH,交流电感为10mH,交流电阻为0.5Ω,电容为8 000μF。
4.1 正常运行仿真波形
HMC正常运行时,仿真波形见图7。
HMC产生的交流相电压谐波含量小(总谐波畸变率小于1%),且其幅值大于直流侧正极电压的幅值,直流电压的利用率大于1;交流电流谐波含量很小(总谐波畸变率小于2%);采用本文提出的均压策略,子模块电容电压均压效果良好,电容值为8 000μF时,电压波动仅3%,验证了该均压控制策略的有效性。单相桥臂电流、级联H桥模块电压与参考波形基本一致。直流电流和电流源换流器类似,一个工频周期六脉波。
4.2 直流侧故障仿真波形
HMC直流侧短路时,仿真波形见图8。
在1.3~1.5s内发生直流侧短路故障,直流侧电压在1.3s时降为0。HMC在直流侧短路故障情况下仍能稳定运行,子模块电容电压能保持均衡,交流侧基本无过电压和过电流。
5 结语
本文提出用晶闸管替换A2MC中的桥臂切换开关主器件IGBT,构成一种新型桥臂切换多电平换流器HMC,其在保持A2MC优点的同时能够有效降低成本与功耗;提出一种基于NVL调制的级联H桥电容电压均衡策略,应用于HMC中能够起到良好的平衡子模块电容电压作用;分析对比了HMC与MMC在相同电压等级下所需的IGBT模块等功率半导体元件数,正常工作性能及故障时的工作性能。利用PSCAD/EMTDC对61电平HMC进行了建模仿真,结果验证了其拓扑的可行性与调制策略的有效性。
摘要：基于绝缘栅双极型晶体管(IGBT)的桥臂切换多电平换流器(A2MC)直流电压利用率高,可以在直流侧短路时继续运行,但IGBT耐压低、损耗大、成本高。文中用晶闸管替换A2MC中的IGBT,构成一种混合型多电平换流器(HMC),在保持A2MC优点的同时降低了成本。在分析HMC拓扑及其工作原理的基础上,研究了该换流器正常运行状态下的控制策略,采用最近电平逼近调制并提出了适用于级联H桥的电压均衡控制策略;探讨了直流侧短路故障时的控制方法,并对该换流器与模块化多电平变流器(MMC)的功率器件数和工作性能进行了比较;利用PSCAD/EMTDC对61电平HMC进行了建模仿真,结果验证了其拓扑的可行性与控制策略的有效性。
多电平变流器 第8篇
随着全控型电力电子器件的发展,使用由其构成的电压源换流器(VSC)进行直流输电成为可能[1,2,3]。电压源换流器型高压直流(VSC HVDC)输电技术可以实现有功和无功功率的快速解耦控制[4,5],与传统直流输电相比具有一系列的优点[6,7,8],其应用越来越多[1,8]。VSC是VSC HVDC输电系统的核心,目前有多种可行的拓扑结构[1,9]。使用两电平和三电平换流器的VSC HVDC输电已得到工业应用[8]。受电平数的限制,这些拓扑的输出特性较差[9],必须使用脉宽调制(PWM)技术[10],器件开关频率高,开关损耗较大[11,12];受单个开关器件耐压的限制,这些拓扑需要使用大量开关器件直接串联的技术,对各器件开通和关断的一致性、串联器件的均压特性等要求很高[3,9]。文献[13,14,15]提出的模块化多电平换流器(MMC)使用子模块串联的方法,避免了大量开关器件的直接串联,对器件的开关一致性要求不高[9],可以达到很大的电平数,输出特性好,适用于VSC HVDC输电领域[9,12]。MMC可以使用阶梯波调制降低器件开关频率,开关损耗较小[9,12]。但是,随着电平数的增加,也提高了其调制和控制的复杂性[16]。
本文根据最近电平逼近的思路[17,18],提出了一种适合MMC的调制策略,对其基波和谐波特性进行了理论计算,并在PSCAD/EMTDC平台上进行了仿真,验证了其实用性和有效性。
1 MMC基本原理
图1所示为MMC的拓扑结构。
图中,O点为零电位参考点,每个桥臂由1个电抗器和n个子模块串联而成,每一相的上、下2个桥臂构成一个相单元。图1也给出了每个子模块的结构。一个子模块共有3种开关状态[9]:①2个绝缘栅双极型晶闸管(IGBT)均闭锁,一般在启动和故障时使用,称为闭锁状态;②上部IGBT(T1)开通,下部IGBT(T2)闭锁,这时子模块输出电压为电容电压,称为投入状态;③上部IGBT(T1)闭锁,下部IGBT(T2)开通,这时子模块输出电压为0,称为切除状态。这样,可以通过触发来控制子模块的输出电压。出于模块化设计和制造的目的,各子模块额定值相同,且6个桥臂电抗值也相等。
MMC正常工作有2个条件:①直流电压的维持,对图1来说就是3个相单元中处于投入状态的子模块数都相等且不变,使uA1+uA2=uB1+uB2=uC1+uC2;②三相交流电压的输出,就是通过对3个相单元上、下桥臂中处于投入状态的子模块数进行分配而实现对换流器输出电压的调节。
当A相上桥臂所有n个子模块都切除时,uA1=0,a点电压为直流正极电压,这时A相下桥臂所有的n个子模块都要投入,才能获得最大的直流电压,从而提高器件利用率。又因为相单元中处于投入状态的子模块数是一个不变的量,所以一般情况下,理论上每个相单元中处于投入状态的子模块数为n个,是该相单元全部子模块数(2n)的一半。这样,单个桥臂中处于投入状态的子模块数可以是0,1,2,,n,也就是说MMC最多能输出的电平数为n+1。从该拓扑结构可以看到,MMC通过子模块串联很容易达到很大的电平数。而二极管钳位型多电平换流器和电容钳位型多电平换流器随着电平数的增加,拓扑复杂程度将大大增加[16]。
2 MMC调制策略选择
VSC HVDC输电控制器根据设定的有功、无功功率和直流电压等指令得到调制波(工频正弦电压波)。MMC的调制策略就是如何通过投入、切除子模块来使MMC输出的交流电压逼近调制波。当用于VSC HVDC输电时,为了满足高压大功率的要求,需要的电平数很多,往往在几十到上百电平[3],这种情况下谐波问题已不严重,阶梯波调制就能达到很好的输出特性,且其开关次数小于PWM,能够明显减少开关损耗[19]。多电平阶梯波调制有以下2类[17]:多电平消谐波调制和电压逼近调制。多电平消谐波调制根据不同的调制波幅值,利用基波和谐波解析表达式设定相应的几组开关角,工作时根据系统运行条件查表确定输出哪组开关角,其优点是能很好地控制谐波,缺点是动态特性差,计算量随着电平数的增大而急剧增大,适用于电平数不太多的场合[17]。电压逼近调制策略有空间矢量控制(SVC)和最近电平逼近调制(NLM)[17,18],其原理是使用最近的电压矢量或电平瞬时逼近调制波,适用于电平数很多的场合[17]。当电平数太多时,电压矢量数会很多,SVC的实现较复杂,因此,对用于VSC HVDC输电的MMC(电平数极多),NLM具有相对的优势。
3 NLM在MMC上的实现
用uS(t)表示调制波的瞬时值,UC表示子模块电容电压的平均值。一个桥臂含有的子模块数n通常是偶数。每个相单元中只有n个子模块被投入。如果这n个子模块由上、下桥臂平均分担,则该相单元输出电压为0。根据图2,随着调制波瞬时值从0开始升高,该相单元下桥臂处于投入状态的子模块需要逐渐增加,而上桥臂处于投入状态的子模块需要相应地减少,使该相单元的输出电压跟随调制波升高,将二者之差控制在±UC/2以内。可见UC是影响NLM逼近性能的关键参数。
本文根据最近电平逼近的思路提出NLM在MMC中的实现方法,在每个时刻,下桥臂和上桥臂需要投入的子模块数ndown和nup可以分别表示为:
式中:round(x)表示取与x最接近的整数。
受子模块数的限制,有0nup,ndownn。如果根据式(1)、式(2)算得的nup和ndown总在边界值以内,称NLM工作在正常工作区。一旦算得的某个nup和ndown超出了边界值,则这时只能取相应的边界值。这意味着当调制波升高到一定程度,受电平数限制,NLM已无法将MMC的输出电压与调制波电压之差控制在±UC/2内,这时称NLM进入过调制区。
4 NLM的基波和谐波特性
设调制波uS=msin ωNt,由图2知NLM的输出电压波形为1/4周期奇对称,运用傅里叶级数理论,根据前1/4周期内的一组开关角就可以得到NLM的基波和谐波解析表达式:
+cos hθssin hωNt (3)
式中:θi为第1个1/4周期内第i个电平阶跃的电角度;s为第1个1/4周期内的电平阶跃数,通常等于n/2。
NLM的基波特性就是计算ua的基波幅值Ua1m逼近m的程度。使用反三角函数可以得到各开关角的解析表达式:
将式(4)代入式(3)中得到基波幅值:
5 NLM的基波和谐波特性计算
Udc=nUC,将Udc/2作为相电压标幺化的基准值。对21电平系统,UC=Udc/20;对51电平系统UC=Udc/50。图3给出了4种不同电平数的NLM在不同调制波幅值m(标幺值)下的Ua1m/m值,可以看到NLM的基波逼近能力在较大范围内都很好。从21电平到31电平,Ua1m/m的波动明显减小;从41电平到51电平,Ua1m/m波动的减小已不明显。随着系统进入过调制区,Ua1m/m值会下降。
图4给出了4种不同电平数的NLM在不同的调制波幅值m下的电压总谐波畸变率(THD)。21电平、31电平、41电平和51电平NLM的THD基本上分别小于5%,4%,3%和2%。随着系统进入过调制区,THD值显著上升。结合图3和图4,当系统进入严重过调制区时,其性能会明显恶化。附录A图A1给出了21电平和41电平的2次～127次谐波(m=1),各次谐波幅值没有明显规律,但与基波相比都很小,基本上在1%以下。
6 NLM的基波和谐波特性仿真
搭建了基于NLM的21电平MMC仿真平台,该仿真平台是由MMC构成的两端VSC HVDC输电系统,能够实现2种模式:①子模块直流储能使用理想直流电压源;②子模块直流储能使用电容器,其子模块直流电压波动较大,这将导致MMC输出的阶梯波畸变。NLM仅给出某桥臂投入的子模块数,并不具体给出投入哪些子模块,这项功能由子模块电容电压均衡控制实现。在模式2中,对子模块电容电压使用如下的均衡控制策略[9]:监测各子模块电容电压值,在电平变化时刻,根据桥臂电流方向确定其对子模块电容是充电还是放电,结合对子模块电容电压的排序,决定投入电容电压偏低还是偏高的那些子模块。仿真系统中通过选用适当大小的电容值,将子模块直流电压波动控制在±10%以内。仿真研究是针对图1中ap点和an点的电压,取VSC HVDC输电系统整流侧的电压波形进行分析的。总直流电压Udc=400 kV(±200 kV),子模块电容电压额定值UC=20 kV。调制波幅值m为180 kV,其标幺值在0.9左右。
由图5和图6可见,使用NLM的MMC确实能很好地跟踪调制波。图7所示的THD仿真值与图4所示的THD理论计算值基本吻合。用电容储能时波形会畸变,THD会增大,但是只要将电容电压波动控制在一定程度内,系统性能仅是略有下降。实际上,ap点和an点是经过桥臂电抗与交流系统相连,这样,图1桥臂电抗器之后与交流系统相连的a点的THD小于ap点和an点,减小的程度由具体交流系统的谐波阻抗和桥臂电抗值共同决定。图8为模式2的Uap和Uan的THD。
7 结语
1)本文介绍了MMC的拓扑结构和工作原理。当MMC用于VSC HVDC输电领域时,需要的电平数很多,适合采用NLM。
2)本文给出了MMC的NLM实现方法及其基波、谐波特性解析表达式,计算了NLM的基波和THD随着电平数和调制波幅值的变化而变化的情况,指出了NLM在较大的工作范围内都有很好的调制波跟随性能和较小的谐波含量,当系统进入严重过调制区时,NLM的性能会明显恶化。
3)本文在PSCAD/EMTDC平台上搭建了基于NLM的两端MMC直流输电仿真系统,并使用了子模块电容电压均衡控制,给出了仿真系统跟踪调制波的能力和THD,仿真结果与理论计算值基本吻合,验证了NLM策略的实用性和有效性。
附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。
多电平变流器范文
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