中点平衡控制论文

中点平衡控制论文（精选5篇）

中点平衡控制论文 第1篇

多电平变换器及其相关技术的研究与应用,是现代电力电子技术的最新发展之一[1,2]。中点钳位型三电平拓扑,相较于传统两电平结构,一方面使得功率器件的耐压水平减为原来的一半,另一方面使得输出的电压电平数增加,输出电压质量高。中点电位平衡是三电平拓扑下的关键问题之一。解决三电平中点电位问题往往从调制算法上考虑。

文献[3]提出的基于空间矢量调制的中点控制方案,是一种有效的控制中点电位的方法,但是其计算方法复杂,不易于数字控制器实现。文献[4,5]提出的基于空间矢量调制的中点电位控制方案,是一种基于不平衡电压情况,引入冗余矢量控制因子的方法,该方法不能精确控制中点电位。文献[6]基于三角载波调制对中点电压波动进行了深入的研究,提出了一种在给定参考电压中加入零序电压的控制方法,使得电压不平衡为零,并给出了这种控制方式下的可控区域。但是这种方法需要知道电机电流的功率因数角,这在动态过程中是很难得到的,并且所提出的控制方案颇为复杂,不利于计算机的数字实现。

控制中点电位的方法有很多种。对于大多数控制策略而言,都是在假设中点电压平衡的情况下,将空间矢量分成6个相同的区域,每个区域再分成相同的子区间。在每个子区间里面都会严格地分配一个或者两个开关作用顺序,依据中点电压的不平衡决定开关作用顺序,并根据实际情况在开关作用顺序中加入冗余矢量来平衡中点电压。当中点电压不平衡较严重的时候,以上基于假设中点电压平衡的控制中点电位的方法将可能出现错误。

三电平变换器中点电压不平衡的控制策略有很多种。这些控制策略的共同之处是使用冗余矢量作为不平衡控制矢量。这种普遍使用的策略主要缺点如下。

1)区域分配固定。常用的算法都是将空间矢量平均分成6个大的子区间。

2)没有电压不平衡预测能力。常用的策略并不考虑中矢量对于不平衡电压的影响,平衡算法是基于当前的中点不平衡电压,而不能预测开关作用顺序作用时产生的中点电压不平衡。

3)冗余矢量的作用时间不精确。通常对于冗余矢量的作用时间的设置是通过在某个范围内定义比例因子变量,并不能精确计算其作用时间。

本文采用了一种新的SVPWM策略,该控制策略与其他控制策略的不同之处在于引入预测不平衡评估函数,该函数考虑各子区间所有可能开关作用顺序对中点电压的作用,结合实际不平衡电压,选择最优的开关顺序,平衡中点电压。算法中引入电容值,可以得到冗余矢量的精确作用时间。控制算法简便易行,有利于计算机数字实现。最后对所提出的控制方法进行了仿真与实验研究,验证了控制方法的有效性。

2 三电平中点电压预测控制算法

中点电压的分析本质上就是对中点电流的分析。零矢量和长矢量对应开关状态的中点电流为零,2个电容上的电压保持不变。对于中矢量和短矢量,负载电流方向不同时,对中点电压的影响也不同。对于短矢量而言,相应的两组开关状态对中点电压的作用完全相反。经过一段时间的积累,中点电压差变化会更加明显。但如果在每个开关周期中,按照一定的控制策略,可以使它们对中点电压的作用相互抵消[7,8]。

在矢量分区中,空间矢量划分为12个子区间,如图1所示。根据中点不平衡电压确定各主动矢量的幅值和位置。对于每个子区间都有4种开关作用顺序,以0子区间为例,该区间对应的4种作用顺序:

1)(000)-(110)-(100)-(000)

2)(000)-(0-1-1)-(00-1)-(000)

3)(000)-(1-1-1)-(10-1)-(000)

4)(000)-(1-1-1)-(11-1)-(000)

其中,作用顺序4)只使用了对中点电压没有影响的长矢量和零矢量。作用顺序1),2)包括对中点电压有影响的短矢量,这种开关顺序是根据中点电流的方向对中点电压的不平衡进行校正的。当然,由于短矢量幅值的局限性,只有当输出电压矢量在小六边形区域内时,才会选择这两种开关作用顺序平衡中点电压。如果作用顺序1)或者2)不能满足要求,则选择只包含一个对中点电压有影响的中矢量的作用顺序3)。中矢量在空间矢量分布图中的幅值及位置是由当前中点电压的不平衡的程度决定的。中矢量在αβ坐标系下的位置由下式可得:

其中,Tx(u,l)(1,2)的值由相应开关的状态决定,开通时为1,关断时为0。

开关作用顺序的选择必须保证在得到合适的输出电压矢量的同时使得中点电压不平衡最小。中点电压控制策略应该考虑开关作用顺序对中点电压的影响。对4种作用顺序中的任意一种,定义中点电压评估函数f(x)为

式中:f(xpred)为预测中点电压不平衡函数;f(xact)为当前中点电压不平衡函数。

式中:ik为所选择作用顺序中,第k个矢量作用时的中点电流值;tk为该矢量作用的时间。

式中:C为电容值;Δu为两电容电压差值。

在某些情况下,由于作用顺序1)或者2)幅值有限,其调整中点电压不平衡的能力有限,选择作用顺序3)。考虑到当中点电压评估函数:

不能满足时,就要在作用顺序3)中加入适当的冗余矢量来控制中点电压。因此得到新的开关作用顺序:

5)(000)-(0-1-1)-(1-1-1)-(10-1)-(000)

6)(000)-(1-1-1)-(10-1)-(100)-(000)

作用顺序5)或者6)的选择取决于中点电压评估函数值的系数与实际中点电流的方向。

由图2可以看出冗余矢量(0-1-1)和(100)分别与大矢量(1-1-1)重叠。加入的冗余矢量的作用时间为

冗余矢量的加入满足中点电压评估函数值为0,加入了新的冗余矢量,因此需要重新计算大矢量的作用时间:

考虑当冗余矢量的作用时间较长时,式(8)的计算值为负时,此时冗余矢量的作用时间需要进行重新折算,计算式为下式,此时大矢量的作用时间为0。

开关的作用顺序由5)和6)相应变为7)和8)。

7)(000)-(0-1-1)-(10-1)-(000)

8)(000)-(1 0-1)-(100)-(000)

考虑另一种情况,如果式(8)的计算值为正时,但是所有矢量的作用时间和大于PWM周期,如下式:

此时则需要重新计算冗余矢量的作用时间。

若计算所得的值为负,则重新选择使用的开关作用顺序3)。同样的道理,可以分析开关作用顺序4)的使用规则,这里不再赘述。

以下两种情况下可以选择使用开关作用顺序4)代替3):一是当中点电压评估函数在4)中的计算值小于在3)中的计算值时(包含冗余矢量作用);二是当当前中点电压不平衡评估函数值在3)中的计算值大于下式xmax:

式中:Δumax为上下电容允许的最大误差值。

根据将中点电压评估函数值最小化的原则选择恰当的开关作用顺序。根据不平衡准则确定加入恰当的冗余矢量以及精确计算相应的作用时间。

3 仿真分析与实验验证

仿真系统为三相PWM整流器,直流给定电压为600 V,负载为RL负载,R=30Ω,L=1mH,直流侧电容上桥臂为5 600μF,下桥臂为4 800μF。

分析图3、图4可以看到,未加中点电压控制之前,中点电压始终存在误差,而加入中点电压控制算法后,中点电压可在0.3 s以内达到平衡,证明了控制算法的有效性与快速性。

实验室搭建了一套NPC型三电平整流器控制系统,并使用TMS320F2812 DSP芯片对整流器控制系统进行控制,采用C程序实现了SVPWM算法,采用基于软件控制算法对中点电压进行了控制。

图5为加入中点电位控制后交流侧电压电流的实验波形;图6为加入中点电压控制前后直流侧两电容端电压动态实验波形。可以看出加入该控制算法时,中点电压得到快速有效控制。

4 结论

本文提出了一种新的三电平SVPWM调制策略。该算法引入了中点电压评估函数,综合考虑当前中点电压不平衡情况及预测中点电压误差,从而选择最优的开关作用顺序。仿真和实验结果验证了所使用控制方法的正确性。

摘要：传统的NPC型三电平变换器中点电压不平衡控制算法,是基于当前不平衡电压,通过控制冗余小矢量来实现的。该算法不能精确控制中点电压。采用一种新型预测控制算法对中点电压进行平衡控制,引入中点电压评估函数,其综合当前中点电压误差及预测中点电压误差,选择最优的开关作用顺序,从而达到精确控制中点电压的目的。仿真分析和实验结果验证了该算法的可行性和平衡控制的有效性。

关键词：三电平整流器,空间矢量脉宽调制,中点电压平衡,开关作用顺序

参考文献

[1]李永东,肖曦,高跃.大容量多电平变换器:原理.控制.应用[M].北京:科学出版社,2005.

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[4]宋文祥,陈国呈,武慧,等.一种具有中点电压平衡功能的三电平空间矢量调制方法及其实现[J].中国电机工程学报,2006,26(12):95-100.

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[6]周京华,刘辉臣,侯庆亮,等.基于零序电压注入的三电平中点电压平衡控制[J].电力电子技术,2010,44(5):20-22.

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平衡积分卡内部控制体系研究论文 第2篇

一、平衡积分卡的主要内容

平衡积分卡是在1992年由美国管理学家卡普兰和诺顿提出的，是用于考核企业绩效的一种管理工具。BSC与传统绩效考核工具的最大区别在于，它将企业战略与绩效考核结合起来，将企业战略目标层层分解，并转化为各种具体的财务与非财务考核指标，弥补了传统绩效考核工具只注重财务指标，而忽视非财务指标的不足。将企业经营业绩的衡量与评价上升到战略的层次。BSC主要包括财务、客户、内部流程、学习与成长四个相互关联的驱动因素。这四个方面从不同的角度审视为企业创造价值的各个关键点:财务:从股东角度考量企业运营是否增加了收入，实现了利润增长的目标。财务角度的评价指标通常有销售利润率、资产周转率、现金流、每股收益、市盈率等。客户:从顾客角度来看的价值创造和差异化战略，在了解客户需求的基础上，有针对性的提供产品和服务，从时间、质量、和成本几个方面关注市场份额，促使客户满意度最大化。主要的考核指标有市场份额、客户满意度、客户忠诚度、客户保持率、投诉率等。内部流程:着眼于顾客和股东的要求，确认现有结构设置哪些是有利于提高客户满意程度和实现企业财务目标，革新对客户满意度和股东财富最大化无贡献的制度，优化有积极影响的体制流程，以帮助业务单位提供价值主张，从而吸引和留住目标细分市场的客户，并满足股东对利润回报的期望。学习与成长:关注企业未来成功的基础，重视对员工的培训，致力于加强员工能力和责任心，提高创新和持续发展能力，优化企业的信息系统，提高信息传递的时效性。平衡积分卡的四个维度是相互联系、相互驱动的关系。其中，财务角度是核心，是企业的终极目标，其他三个角度最终是为财务目标服务的。财务目标与企业目标保持着根本上的一致性，财务目标的实现为企业目标的实现提供了根本保障，而顾客满意度，员工工作状况及内部营运效率对财务目标的实现具有保驾护航的作用。因此，平衡积分卡实则是以因果关系为主线的战略实施系统。在该系统中，以企业战略目标为基础，不仅对组织一定时期的经营结果进行考核，同时还对引起结果的过程进行考核。

二、内部控制的含义

内部控制是企业为了实现一系列经济和经营目标而建立制度、规章以及控制方法的过程，受董事会、管理层以及其他人员的共同影响，以防范风险、有效监管为目的，为合理保证企业财务报告的可靠性、经营的效率和效果以及对法律法规的遵守而设置的一套专业管理制度。主要包括以下五大要素:内部环境、风险评估、控制活动、信息与沟通、监督。

三、平衡积分卡应用于内部控制系统的可行性

平衡积分卡的重要特点是具有全局性、整体性和前瞻性，这一点与基于风险管理导向的内部控制的要求相一致，因而将其引入内部控制体系也就具备离开前提条件。平衡积分卡的设计思路完全建立在企业全局发展的立场上，不是局限于某一个部门或者某一个生产环节，它要求执行过程中全员参与，所有部分都在该框架的考虑之内。而内部控制是的目标是保证财务报告的真实可靠，保护资产的安全完整，提高经济效益，增加企业价值，从而实现企业长久发展的目标。在整体方面，二者的目标是一致的。内部控制的基础是内部环境，而平衡积分卡在机构设置及权责分配、内部审计、人力资源政策、治理结构、企业文化等方面设立明确的框架制度，不仅设置了可量化的财务指标，还设定了非财务指标来补充单一财务指标的局限性，平衡了企业短期目标和长期目标，过去和未来发展，内部期望和外部需求，为企业发展奠定了良好的基础。此外，平衡积分卡在企业中的有效运用需要管理层自上而上的推动，所以平衡积分卡若要成功实施，必须得到管理层的重视与支持。高层管理者对实施平衡积分卡的决心很大程度上决定了平衡计分卡的顺利实施。内部控制不仅是政策手册和图标，而且受到企业董事会、管理层和其他员工的影响，它是通过企业员工的言行实现的，是从企业最高层到最底层，全方位、全过程、全员参与的动态系统。通过以上分析，将平衡积分卡引入内部控制框架是具有可行性的，二者的目标一致而发挥的作用又各有侧重点，他们的结合可以进一步加强企业的风险管理，提高企业实现战略目标的可能性。

四、内部控制与平衡积分卡结合的设计思路

平衡积分卡以企业战略为核心，2004年COSO发布的企业风险管理整合框架也将战略目标定位企业最高层次的目标，因此，应首先确定企业的总体目标，立足于企业战略目标，以平衡计分卡为基础，根据成本效益原则，将内部控制的五要素分类纳入平衡积分卡的四个维度中，构建基于四维度的内部控制框架。应该注意的是，内部控制并没有直接参与组织的生产和销售等环节，无法对其为组织创造的价值进行衡量。因此，财务层面评价指标的选择主要关注的是内部控制为企业直接减少的成本和间接创造的价值。其他层面的评价指标需要管理层根据企业的实际情况、特点等裁定。内部控制框架下四维度的目标、评价指标及相应的行动方案。四维度具体内容为:

1、财务。目标:提高经济效益，股东财富最大化;评价指标:外部审计费用、其他部门的生产率、费用节约额占预算总额的百分比;行动方案:合理保证企业有效率、效益的经营，降低企业潜在风险，提升企业价值。

2、顾客。目标:了解顾客需求，提高客户满意度，获得管理层、审计人员对内控实行效果的认可;评价指标:企业管理层、外部审计人员及内审部门对财务会计信息质量的满意度、外部审计师实施风险测试的程度、内审部门反映问题的次数;行动方案:了解管理层、外部审计人员的需求，保证内部控制的质量，满足投资者的利益预期。

3、内部经营流程。目标:建立健全内部控制制度，确保内部控制的真正执行，提高内控的有效性;评价指标:内部环境的优劣性、风险识别方法的科学性、内部审计部门的独立性、信息传递的时效性、内部监督的力度;行动方案:建立健全不相容职务分离制度、建立健全授权审批制度、加强会计系统的控制、强化全面预算控制。

中点平衡控制论文 第3篇

直驱型风力发电系统通常采用不可控整流或两电平PWM整流电路,导致交流侧电压畸变,功率因数低,尤其对交流侧发电机的正常稳定运行不利。与传统的PWM整流器相比,三电平中点箝位NPC(Neutral-Point-Clamped)整流器不仅具有输出直流电压可调节、网侧功率因数高、输入电流谐波畸变小、动态响应快以及能量可双向流动等优点,而且可以实现大功率的传输,因此在高压大功率电机调速系统和静止无功补偿(SVC)、有源电力滤波(APF)、超导储能(SMES)、统一潮流控制(UPFC)、高压直流输电(HVDC)、风能及可再生能源的变网发电中得到了广泛的应用,受到了国内外学者的广泛关注[1,2,3,4,5,6]。

由于三电平NPC整流器的特殊结构,使得整流器直流侧输出电容的电压不平衡,即中点电位不平衡,它对整流器的工作性能有着重要的影响。产生中点电位波动的因素是多方面的,传统的三电平PWM载波调制和空间矢量脉宽调制(SVPWM)都会在直流侧产生基波频率为3倍交流侧频率的中线电流,从而导致直流侧上、下电容传输功率的不平衡,造成中点电位不平衡。另外,开关器件和直流侧电容特性的不一致,以及扰动输入的存在,也会导致直流侧中点电位出现偏差。目前中点电位不平衡的控制策略主要是通过调整成对小矢量的作用时间来完成,其中大量文献着重研究小矢量的作用时间,还有一些研究瞬态不平衡检测及控制方法。虽然这些策略取得了很好的效果,但它们都是从平均意义上解决中点电位平衡,并且还受到SVPWM复杂性的限制,调节裕度非常有限[7,8,9,10,11,12]。

另外,三电平NPC整流器工作于开关模式下,它是一个强非线性控制系统,电流间存在强耦合,其控制器设计采用非线性控制方法,如状态反馈线性化方法、李亚普诺夫直接法和标准PBC方法等,这些控制方法大多需要准确的系统参数,且算法较为复杂,给控制系统设计带来不便[13,14,15,16,17]。

针对三电平NPC整流器,本文在开关函数和空间矢量的概念基础上,建立了三电平NPC整流器的数学模型,提出了一种基于dq轴解耦的双闭环控制的高性能控制策略,实现有功和无功电流的无差调节,消除网侧电流、电压扰动的影响。针对直流侧中点电位不平衡问题,基于简化的SVPWM算法提出了一种根据三相输入电流和中点电流波动精确控制中点电位的策略,有效解决了直流母线中点电位的直流偏差和电压波动问题。最后通过实验验证了该方案的正确性和可行性。

1 三电平NPC整流器数学建模与解耦控制

1.1 三电平NPC整流器工作原理及数学建模

三电平NPC整流器主电路如图1所示。在理想情况下,Udc1=Udc2=Udc/2。根据主电路结构,交流侧a相桥臂上输出电压有3种状态:输出电压Uan=Udc/2(VT1a、VT2a导通),定义为1状态;输出电压Uan=0(VT2a、VT3a导通),定义为0状态;输出电压Uan=-Udc/2(VT3a、VT4a导通),定义为-1状态。

以a相开关函数Sa为例,将其分解,以便于推导数学模型。S1a、S2a、S3a的约束关系为S1a+S2a+S3a=1,具体关系如下:

根据基尔霍夫定律,三电平NPC整流器在三相静止坐标系(abc)下的数学模型如式(1)所示。

其中,Udc1=Udc2,C1=C2=Cd。

三电平NPC在两相旋转坐标系(dq)下的数学模型可以通过三相静止/两相静止坐标变换矩阵和两相静止/两相旋转坐标变换矩阵得到。

1.2 基于dq轴电流的解耦控制

根据式(1),三电平NPC整流器交流侧输入电流如式(2)所示。

三电平NPC整流器的控制,关键在于对交流侧电流的控制,由式(2)可知,d、q轴电流不仅受到交流侧电压Ud、Uq的影响,还受到交叉耦合电压ωLsiq、ωLsid扰动和电网电压ed、eq扰动,因此不能单纯地对d、q轴电流进行简单的负反馈控制。本文采用对d、q轴电流前馈解耦控制的方法进行PI调节,控制输入如式(3)所示。

将式(3)代入式(2)化简得式(4),可知三电平整流器的电流内环实现了解耦。

整流器直流侧的电压方程如式(1)的第4项和第5项所示。由于直流侧上下电容基本相等,且忽略中点电流和iq,则Udc与id的关系如式(5)所示:

三电平NPC整流器系统采用双闭环控制,如图2所示。直流电压U*dc作为给定输入,Ud和Uq作为控制器输出,ed和eq作为前馈补偿,引入电流状态反馈ωLsid和ωLsiq进行前馈解耦,对电流实现独立控制。电压调节器作为外环调节,稳定直流输出电压,其输出作为电流环分量id的给定输入。

首先对电流环进行设计。以d轴控制器为例,解耦后的d轴电流环控制系统如图3(a)所示。

电流环系统开环传递函数为

考虑到电流内环需要获得更好的电流跟随性能,按照典型I型系统设计电流调节器,将τ1和τ2这2个小时间常数的一阶惯性环节用1个时间常数为τsf的一阶惯性环节来代替,并令Rs/Ls=Ki I/Ki P,d轴电流闭环传递函数为

根据二阶最佳整定法,取ξ=0.707时,求出d轴电流调节器的参数Ki P和Ki I。

然后进行电压环设计。由于电流环的截止频率高于电压环的截止频率,将电流环等效为一阶惯性环节,电压环控制系统如图3(b)所示。

电压调节器用于稳定直流侧电压,要求抗干扰性能强,所以按照典型Ⅱ型系统设计,利用三阶最佳整定法设计,求出电压调节器的参数Ku P和Ku I。

2 简化的三电平SVPWM算法实现

由于三电平整流器开关器件的状态(SaSbSc)共有27种,则共有27个空间电压矢量。常规的三电平SVPWM首先是判断参考电压矢量处于某个大扇区以及该扇区中的某个小三角形,其次是确定空间电压矢量作用顺序以及计算对应开关矢量作用时间,最后是输出脉冲。虽然其思路清晰容易接受,但是对36个小三角形,需要预先存储大量的表格数据,计算量比较大,尤其是采用dq坐标系,还需进行反正切和开平方运算,使得计算量成倍增加,DSP处理起来比较复杂且速度慢[18]。

三电平整流器的SVPWM算法实现如图4所示。通过对图4(a)进行观察可以发现:三电平空间矢量图可以看成两电平空间矢量图的组合,即三电平空间矢量正六边形正好可以由6个小的正六边形组合而成,而且每个小六边形正好都是两电平整流器的电压空间矢量图,并且每个六边形的中心移动1/姨6 Udc后可与大六边形的中心重合。本文提出一种简化的SVPWM算法:将参考电压矢量分解为基矢量和两电平分矢量的组合,用类似两电平整流器SVPWM对三电平整流器进行调制。

根据三电平参考电压矢量分解的定义,以及伏秒平衡原理,则有

其中,UR*为参考电压矢量;Ur Base为基矢量;Ur为两电平矢量;t1、t2、t0为矢量U1、U2、U0相应的作用时间;Ts为SVPWM周期。进一步推导得到:

其中,U1=U1′+Ur Base;U2=U2′+Ur Base;U3=U3′+Ur Base。

通过对三电平向两电平过渡的可行性验证,三电平矢量的作用时间与转换为两电平相应矢量的作用时间完全相等。相应的三电平空间电压矢量的作用顺序只需要在两电平空间电压矢量的作用顺序上加上相应的基矢量。

在S=1的六边形中,如图4(b)所示,UR*被分解为两电平矢量Ur′和基矢量Ur Base=V1,将Ur′作为两电平的参考矢量,V1作为两电平的零矢量。三电平矢量作用时间根据两电平相应矢量的作用时间确定。三电平的空间电压矢量作用顺序,仅需在两电平的空间电压矢量顺序上加上基矢量(011),其中,两电平的电压空间矢量采取7段空间矢量合成方式:每个矢量均以(000)开始和结束,中间为(111),保证每次只切换一只开关,减小了开关损耗和输出电压谐波含量,并且避免在相邻扇区间转换时出现跳变。

3 中点电位平衡的控制

三电平NPC整流器在运行中必须保证中点电位的平衡,否则会出现偶次谐波,部分开关器件所承受的电压应力将会增大,不利于整流器的安全运行。

三电平整流器的空间矢量中,3个零矢量对应的开关状态与中点电位无连接,对中点电位没有影响;6个大矢量对应的开关状态使三相输入和正负母线相连,与中点没有连接,不影响中点电位;6个中矢量对应的开关状态,其中点总是与某相电流相联系,且电流总是从交流输入流入中点,造成中点电位不平衡。另外还有12个小矢量,通过其对应的电路图进行分析,得出如下结论:正小矢量作用时,Δu=Udc1-Udc2>0,中点电位Un降低;负小矢量作用时,Δu=Udc1-Udc2<0,中点电位Un升高[18]。

3.1 基于改变S值的中点电位控制策略

当参考电压空间矢量位于相邻的小六边形重叠区域时,可以通过动态改变两电平平面号S值来控制中点电位平衡,如图5所示。

参考电压空间矢量由三电平平面化简至S=1或者S=2中的任何一个两电平空间矢量平面。当S=1时,根据最近三矢量原则,参考电压所确定的矢量作用顺序为(0-1-1 00-1 10-1 100 10-100-1 0-1-1),在该电压矢量作用序列下,负小矢量的作用时间明显多于正小矢量的作用时间,中点电位将上升;当S=2时,参考电压确定的矢量作用顺序为(00-1 10-1 100 110 100 10-1 00-1),在该矢量作用顺序下,正小矢量的作用时间明显多于负小矢量的作用时间,中点电位将下降。

同理对其他S值的两电平平面分析:当S值为1、3、5的时候,中点电位将上升;当S值为2、4、6的时候,中点电位将下降。所以,当参考电压空间矢量位于两电平平面重叠区域时,只需根据中点电位的偏差Δu(Δu=Udc1-Udc2),相应地改变S值(加1或者减1),控制中点电位平衡。

3.2 基于控制因子的准确计算控制策略

基于改变S值的中点电位控制策略所改变的是正、负小矢量的固定分配时间,虽然比较灵活,但不能充分发挥正、负小矢量对中点电位的补偿作用。实际上,中点电位漂移的根本原因是在一个开关周期内流入或流出中点的电荷不守恒。基于此思想,提出一种基于控制因子ρ的准确计算策略,通过检测直流侧电容电压大小和三相交流输出电流,准确计算正、负小矢量的时间控制因子ρ,使每个开关周期内流入中点的总电荷为零,从而实现中点电位的准确控制。

在每一个开关周期中,空间电压矢量作用顺序总是以某一小矢量的负小矢量出发,并以该小矢量的负小矢量结尾,称该小矢量为主控小矢量,其相邻的小矢量称为辅控小矢量。在某段区域中,主控小矢量作用时间为tρ0,辅控小矢量作用时间为tρ1,中矢量作用时间为tm,则正小矢量作用时间tρ0p=(1+ρ)tρ0/2,负小矢量的作用时间为tρ0n=(1-ρ)tρ0/2。主控小矢量流入中点的总电荷为Qρ0=Qρ0p-Qρ0n=ρtρ0ixn,其中ixn为该小矢量相应的某相电流(ia,ib,ic),定义相电流方向以交流流出方向为正。辅控小矢量流入中点的电荷为Q1;中矢量流入中点的电荷为Qm=imtm;中点电位平衡的关键是保证流入中点的总电荷为零,即Qρ0+Q1+Qm=0。

在S=1的两电平平面中,中点电流大小和方向的矢量作用时间如图6所示,区域(3)的主控小矢量为V1,辅控小矢量为V2,控制因子ρ的准确计算如下:

各区域的中点电位控制因子ρ如表1所示。

基于控制因子ρ的准确计算策略的前提是中点电位没有漂移,如果其他一些因素导致中点漂移,则该控制策略不具有将中点电位拉回平衡点的能力。为了弥补中点漂移缺陷,将基于改变S值的策略与基于控制因子ρ的准确计算策略结合起来,实现中点电位的准确控制,具体实现如下:设定一个电压误差滞环ΔUsef,如果中点电位的实际偏差Δu<ΔUsef,采用基于控制因子ρ的准确计算策略;如果中点电位的实际偏差Δu>ΔUsef,采用基于改变S值的中点控制策略。

4 三电平NPC整流器控制系统实验研究

为了验证三电平NPC整流器数学模型、控制策略、调制算法和中点电位平衡控制的正确性,本文以DSP(TMS320F2812)为核心控制器设计了三电平PWM整流器。系统主要参数为:交流侧线电压380 V,Ls=10 m H,Rs=0.1Ω,直流母线电压750 V,C1=C2=1 000μF。

图7为三电平的实验波形,其中图7(a)为直流侧输出的电压波形,稳定在750 V,电压偏差在±5 V范围内。图7(b)为a相相电压ea和电流ia的稳态实验波形,电流和电压同相位,a相电压畸变率THDu=4.12%,电流畸变率THDi=3.64%,功率因数λ=cos=0.99。图7(c)为整流器输入侧uab线电压波形,为五阶梯波形。图7(d)和图7(e)为不采用和采用中点电位控制后的中点电位差波形,中心电位控制前,中点电压在(5±5)V波动,加入中点电位控制后,电压在(0±2.5)V波动,可以看出电位波动得到了有效的抑制。

由结果可见,三电平PWM整流系统稳定,功率因数高,交流侧电流正弦度好,稳态后直流侧电压稳定,中点电位波动小。

5 结论

本文在建立整流器数学模型的基础上,提出了基于dq轴前馈解耦控制策略,基于数学模型和控制策略建立了电压外环和电流内环的双闭环控制系统,该方法实现了有功电流和无功电流的独立调节,具有稳定性好、动态性能优异和抗干扰能力强的特点。另外在简化的三电平SVPWM算法调制基础上,采用基于改变S值与基于控制因子ρ的准确计算相结合的策略,控制中点电位的平衡,有效解决了中点电位的波动。实验验证了中点控制算法和控制策略的正确性和可行性。

摘要：通过分析三电平中点箝位式整流器工作原理,建立了基于开关函数的三电平整流器的数学模型,提出了一种基于dq轴解耦的控制策略,对解耦后的电流以及电压进行双闭环控制系统设计,实现了有功电流和无功电流的无差调节以及直流侧电压的稳定。在简化三电平空间矢量脉宽调制(SVPWM)算法的基础上,提出了一种根据三相输入电流和中点电位的波动,优化小矢量作用时间的组合控制策略,减小中点电位波动。最后通过实际系统实验,验证了整流器控制策略的正确性以及中点电位控制策略的优异性。

中点平衡控制论文 第4篇

关键词：逆变器,三电平中点钳位,均压控制,准谐振调节器

0 引言

多电平逆变器由于输出电压谐波含量小等优点,得以快速发展。但电平数过多将使得系统成本增加、可靠性降低且控制复杂,因此三电平逆变器应用比较广泛,其中H桥逆变器[1]最简单,但其局限性比较大,不适用于高输入电压及非隔离光伏并网逆变等场合,而三电平半桥逆变器应用场合比较广泛,且其结构及控制也相对简单。三电平半桥结构主要有以下几种:二极管钳位式[2]、飞跨电容式[3]和级联三电平式[4]。其中,二极管钳位式是最早提出的一种三电平变流器拓扑。二极管钳位式三电平半桥变换器的输入端为电容串联结构,由于电路存在非理想因素,会出现中点电位不平衡问题。中点电位不平衡将会使交流输出电压畸变,产生低次及偶次谐波;造成开关管耐压不一致;偶次谐波的累积效应,会进一步加剧中点电压不平衡,最终使系统崩溃。因此,目前出现了大量文献研究三电平中点钳位(3L-NPC)半桥拓扑中点电位均衡问题。

部分文献[5-6]对三电平半桥拓扑从频域角度进行分析,得出其具有自平衡特性,但频域分析较为抽象,不易得出关于自平衡机理的物理解释。目前大量文献研究了三相3L-NPC逆变器电容电压均衡措施,主要有滞环控制法[7]、虚拟空间矢量法[8]、注入零序电压法[9]等,其总体思想是在空间矢量脉宽调制(SVPWM)下,通过对冗余小矢量合理分配实现电容均压。然而,单相3L-NPC均压控制策略的研究相对较少,其中采用多个直流源代替输入电容或附加硬件电路法,将大大增加系统成本;在电容两侧并联大电阻强行分压方法,将增加电路损耗,这些方法均没有从根本上解决问题。现有的软件控制法主要通过附加前馈或反馈变量,来实现电容均压。如文献[10]是将电容压差前馈到电流参考中,实现电容电压均衡,但是需要检测电容电压;文献[11]采用双环控制,将调制波通过低通滤波器,取其直流分量反馈到逆变器的参考电压中,也可使电容电压均衡。另外,多电平逆变器还可采用均衡电路[12-13],如RLC等,进行电容电压均衡控制;而文献[14]和文献[15]是将2个3L-NPC半桥相结合,形成双桥臂3L-NPC拓扑,改变电路特性,通过附加RLC均衡电路,以产生开关频率次的谐波电流,实现电容电压均衡,但这种方法增加电路成本及损耗。

本文首先推导出3L-NPC半桥拓扑的等效电路,从时域角度分析3L-NPC半桥拓扑的自平衡特性;其次,分析了电流闭环控制采用比例积分(PI)、比例谐振(PR)等调节器使电容电压均衡失败的原因,结合3L-NPC的自平衡特性,归纳了2类均压控制思想;最后,给出了一种具有自平衡特性的双环控制方案,该方案无需附加信号检测及变量反馈,不仅可以实现电容电压均衡,而且可以提高系统响应速度,简化系统控制,降低系统成本。

1 3L-NPC半桥逆变器等效电路

根据3L-NPC半桥拓扑(见附录A图A1)及其正弦脉宽调制(SPWM)方式(见附录A图A2),定义开关状态函数Si、两电容电流差值ic及两电容压差值Vd:

式中:i=1,2,3,4。

若输入电压近似认为无波动,则有:

根据附录A图A2所示的SPWM方式,以输出功率因数PF=1为例,可以得出输出电压uinv及ic与S1至S4的不同开关组合的4种对应关系,如表1所示。表中,io为开关管桥臂中点流出电流。

由表1可得:

进一步,有

式中:Vin为变换器输入电压。

定义如图1所示的基本二端口网络,图中,V2=SxV1,i1=Sxi2,根据式(6)和式(7)可得3L-NPC半桥拓扑等效电路,如图2所示。

2 3L-NPC半桥逆变器电容电压自平衡机理

根据式(7)中St与Sd的表达式,可以得到St与Sd的波形及其频谱分析图(见附录A图A3)。St是奇谐函数,只含有奇次的正弦量;Sd是偶谐函数,含有直流分量及偶次的余弦量。以N=fs/fo(偶数)为例,其中,fs为载波频率,fo为调制波频率,对St与Sd进行傅里叶分解得:

式中:ωo为基波角频率;ωs为开关频率对应的角频率。

由图2可得:

由式(6)可知,3L-NPC桥臂输出电压uinv可看成由两部分电压组成:①电容电压均衡时输出电压uinv_b=VinSt/2;②电容电压不均衡压差Vd引起的输出电压uinv_d=VdSd/2。下面分别分析Vd=0与Vd≠0时,电容电流差值ic及其平均值ic，avg的特性。

1)Vd=0

Vd=0即中点电位平衡。此时,输出电流记作io_b(t),其表达式为:

式中:φZ0n,φZxy∈[-π/2,π/2]。

从式(11)可看出,输出电流中只含奇次正弦量谐波,而Sd含有直流分量及偶次余弦量谐波,由此:

由式(12)和式(4)可知,ic1,avg=ic2,avg=0,这表明一旦3L-NPC的电容电压均衡,则电容上电流就不会存在直流分量,这与负载性质及容值偏差无关。

2)Vd≠0

Vd≠0即电容电压不均衡。此时,输出电流记作io_nb(t),其表达式为:

该电流由io_b(t)与io_db(t)两部分组成,且io_db(t)含有直流分量,则可得到io_nb(t)的平均值为:

由式(12)可知,io_b(t)不会在电容电流中产生直流分量,因此,若电容电压不均衡,电容电流平均值为:

根据式(15)及式(4)可得到如下结论。

1)当φZij≠±π/2,即负载阻抗为感性、容性或纯阻性时,有cosφZij>0,Z(0)≠0,则电容电流势必存在直流分量,且ic，avg′与Vd反向。也就有:当Vd>0,即uc1>uc2时,ic,avg′<0,则ic1,avg<0,ic2,avg>0,电容C1将会放电,电容C2将会充电,直至二者电压均衡;当Vd<0时,同理。

2)当φZij= π/2,即负载为纯感性时,有cosφZij=0,Z(0)=0,则ic,avg′∞,可实现快速均衡。

3)当φZij= -π/2,即负载为纯容性时,有cosφZij=0,Z(0)=∞,则ic,avg′0,将失去自平衡特性。幸而,在实际情况下,纯容性的负载条件并不存在,因为电容及线路等都有一定的阻抗。

4)电容压差Vd越大,阻抗角越小时,ic，avg′越大,则3L-NPC的自平衡速度就越快。

5)根据附录A图A3的Sd频谱图可知,Sd_dc与Sd_10(fs处)较大,而一般fs处的Z(ωs)较大,则式(15)近似为:

由式(16)可知,该直流分量主要来自于负载电流的直流分量。

综上,当3L-NPC电容电压不均衡时,负载电流中产生与电容压差同向的直流分量及部分偶次谐波分量,此时电容电流中势必存在与压差值反向的直流电流,该电流将消除电容压差,因此,3L-NPC半桥拓扑具有电容电压自平衡特性,其自平衡电流主要来自于负载电流的直流分量。

3 基于自平衡特性的新型均压控制策略

前面分析表明3L-NPC半桥拓扑具有自平衡特性。然而,在采用传统PI和PR等调节器的电流闭环控制实验中发现,电容电压不均衡,且不断恶化,最终导致系统崩溃。下面以PI和PR调节器为例,分析系统崩溃原因。

3.1 传统PI和PR调节型电流控制对3L-NPC自平衡特性的影响

图3给出了3L-NPC半桥逆变器单电流闭环控制框图,其中,Lf为滤波电感,R为负载电阻,Gc(s)为调节器,Kpwm为逆变器等效增益,ve为电流误差,vm为调制波。

以PI调节器,即Gc(s)=Kp+Ki/s(Kp>0,Ki>0)为例,当Vd≠0时,调制波vm(t)及其周期平均值增量为:

式中:To为基波周期;K1=(Kp+KiTo)Sd_dc/(2|Z(0)|)>0;io，avg为io(t)的平均值。

由式(18)可得到如下结论。

1)当Vd>0,即uc1>uc2时,调制波增量Δvm，avg<0,这表明3L-NPC半桥拓扑不断地向负半周期工作时间长于正半周期的方向调节,而负半周期工作由C2供电,则一个周期内,C2放电大于C1

放电,将加剧电容压差,最终将导致系统崩溃;当Vd<0时,同理。

2)采用PI调节器,将对3L-NPC的电容电压自平衡电流,即负载电流的直流分量,进行反向控制,这将破坏3L-NPC的自平衡特性。

对于PR调节器,由于受模拟器件或数字系统精度的限制,不易实现,因此,一般采用准PR调节器,如式(19)所示:

式中:Kp>0;Kr>0;ωr为谐振角频率;α体现了谐振控制器的阻尼;Kr和α共同决定了该谐振控制器在基波频率处的增益。

从式(19)中可以看出,准PR调节器对直流分量的响应为Kp倍,则对负载电流的直流分量进行反向控制,同理,这将破坏3L-NPC的自平衡特性,最终使系统崩溃。

从上面分析可知,当调节器Gc(s)对直流分量有响应时,调制波vm中势必形成与电容压差Vd反向的直流分量,这会破坏3L-NPC的自平衡特性,电容压差将不断加剧,最终导致系统崩溃。

3.2 新型均压控制策略

传统PI和PR等调节器会破坏3L-NPC的自平衡特性,则有2类控制电容电压均衡的方法:①第1类,采用传统PI和PR等调节器,通过加入与电容压差Vd相关的变量反馈,以恢复3L-NPC的自平衡特性;②第2类,采用特定调节器,该调节器不会破坏3L-NPC的自平衡特性。

现有的软件均压控制策略,如文献[10]与文献[11]中的均压控制方法,分别见附录A图A4和附录A图A5,这2种方法可以直接用第1类均压控制思路分析得到。

根据第2类均压控制思想,为了不破坏其自平衡特性,则特定调节器需具备以下特性:①由于3L-NPC自平衡电流主要来自于负载电流的直流分量,因此特定调节器对负载电流直流分量不响应,即不控制其直流分量;②为了保证输出电流的稳态误差较小,则该调节器在基波处增益要较大。

如式(20)所示的准谐振(QR)调节器满足特定调节器的上述2点要求。

QR调节器对直流量响应为0,且通过合理的设计可以实现基波处的高增益特性。但是,QR调节器仅影响ωo处的开环幅相特性且对其他频率处的开环增益没有影响,因而式(20)所示的调节器无法调整系统的开环截止频率,进而系统的动态响应较差且无法得到优化。

4 基于自平衡特性的双环控制策略

根据上述分析,采用特定调节器,如QR调节器,无法调整系统的开环截止频率,为此在第2类均压控制方法的基础上,提出了采用电压外环、电流内环控制的具有自平衡特性的3L-NPC半桥逆变器双环控制策略,其框图如图4所示。

为了不破坏3L-NPC的自平衡特性,在闭环控制时,对负载电流中的直流分量不控制;考虑到负载电流直流分量同样会反映在输出电压uo上,且内环调节速度通常要大于外环,因此在双环控制中,为了从根源上不控制负载电流的直流分量,将QR调节器作为电压外环调节器;同时,为了提高逆变器的响应速度,电流内环采用比例调节器。

5 仿真与实验研究

基于上述分析,本文在一台5kW单相3L-NPC半桥逆变器上进行实验,实验平台如附录A图A6所示。其输入电压为700~1 100V,输出额定交流电压有效值为220V,系统开关频率为15kHz,S1至S4选用型号为IKW40N120T的绝缘栅双极型晶体管(IGBT),二极管Du和Dd选用型号IDP30E1200,输入电容C1=C2=1 800μF,输出采用单电感滤波器,Lf=5.7 mH,控制器型号采用TMS320F28035。

5.1 自平衡特性验证

首先,在输入电压Vin=800V、调制比m=0.7的条件下用Saber软件进行仿真,验证其自平衡特性。

1)阻性负载:负载电阻R=17Ω,其结果如图5所示。当电容容值有偏差,即初始电容电压存在压差时,输出电流中势必存在直流分量,该直流电流将消除电容压差。因此,3L-NPC具有自平衡特性,且与初始电压偏差方向及容值偏差无关。

2)纯容性负载:负载电容C=200μF,其结果如附录A图A7所示。当逆变器输出等效阻抗Z为纯容性时,3L-NPC将失去自平衡特性,无法实现电容电压均衡。

其次,在与仿真相同的输入电压和调制比条件下进行实验,验证3L-NPC的自平衡特性。实验负载性质分别为:①感性负载,负载电阻R=17Ω,负载电感L=15mH,则功率因数角θ≈20°(滞后);②容性负载,负载电阻R=17Ω,负载电容C=200μF,则功率因数角θ≈39°(超前)。

感性和容性负载条件下的电容电压实验波形如图6所示,其稳定工作波形如图7所示。

由图6可知,在容值偏差及电容电压偏差下,其自平衡特性与负载性质(纯容性除外)无关。

5.2 新型均压控制策略验证

为了验证前述的均压控制策略,对3L-NPC进行单电流闭环实验,实验条件:输入电压Vin=800V,C1=1 800μF,C2=2 300μF,负载电阻R=17Ω,控制负载电流峰值Iopk=16A。图8(a)和图8(b)分别是加入电容压差前馈和采用QR调节器的均压控制结果。

从图8(a)和图8(b)可以看出,这2种均压控制策略均可实现电容电压均衡,相较于加入电容压差前馈的均压策略,采用QR调节器的均压策略无需电容电压信号采样,均压原理更为简明、易理解,且程序实现更为简单。

5.3 具有自平衡特性的双环控制策略验证

在Vin=800V,R=17Ω,采用QR调节器的均压控制策略下,对3L-NPC半桥逆变器进行突加载实验。

负载电流的突加载实验波形如图9所示(负载电流Iopk由10A突变到16A),比较可知,采用双闭环控制时,逆变器的动态响应速度优于单电流环控制。

6 结语

本文根据推导出的3L-NPC半桥等效电路模型,从时域角度详细分析了电容电流与电容压差的关系,并通过仿真与实验得到如下结论。

1)3L-NPC的电容电压具有自平衡特性,且与电容压差大小及容值偏差无关。

2)当电容电压存在偏差时,电容电流势必存在相应的直流量来消除电容压差,直至电容电压均衡。

3)该直流分量主要来自于负载电流的直流分量。

根据3L-NPC的自平衡特性,本文总结了2类均压控制策略,根据不破坏自平衡特性的均压控制思想,提出了采用QR调节器的均压控制策略。该策略无需信号检测,简化了系统控制,降低了系统成本。另外,给出了具有自平衡特性的双环控制策略,不仅可实现电容电压均衡,同时可保证系统具有良好的响应速度。

中点平衡控制论文 第5篇

近年来, 随着工业领域对大功率变换装置的使用日益增加, 多电平逆变器相对于传统的两电平表现出明显的优势, 已受到越来越多的关注, 并得到了广泛的研究和应用。

逆变器输出性能取决于调制算法的优劣, 三电平逆变器由于采用了比传统两电平多一倍的器件, 不可避免增加了控制策略的复杂性, 同时会产生中点电压平衡问题。本文采用电压利用率较高, 易于数字实现的空间矢量 (SVPWM) 调制方法, 并全部采用负小矢量开头以保证各矢量间平滑切换。在中点电压平衡问题上, 引入并计算调节因子, 通过调节冗余小矢量的作用时间达到抑制中点偏移的目的, 该方法只需测量三相电压电流简便易行, 作用明显。同时详细分析了调节因子在部分区域失效的原因, 并给出解决办法。通过仿真试验验证了所提方法的正确性。

2 三电平中点钳位式逆变器主电路拓扑结构

三电平逆变器主电路如图1所示, 可见每一相有3个输出状态Ud/2, 0, -Ud/2分别定义对应的输出状态为P, O, N。输出电压共有27种状态, 根据幅值的大小分为大矢量 (模长2Vdc/3) , 中矢量 (模长Vdc/3) , 小矢量 (模长$V{}_{\text{d}\text{c}}/\sqrt{3})$和零矢量 (模长0) , 其中小矢量和零矢量的状态存在冗余, 后面我们将利用得到这一点。

3 空间矢量SVPWM调制方法

3.1 区域判断

三电平空间矢量电压调制, 首先要判断参考矢量落在哪一个大区域, 然后判断具体落在大区域中的哪个小区域。

如图2所示, 从α轴开始, 逆时针方向每60 °定义为一个大区域, 这样空间被分为6个大区域 (Ⅰ～Ⅵ) , 在每一个大区域中以矢量的顶点为界, 又分为4个小区域, 共分为24个小区域。

首先对参考矢量的角度进行判断, 得出参考矢量落在哪个大区域中。然后对参考矢量Vref在0°和60°向上进行分解, 分别得到矢量Vref-0和Vref-60。定义调制比m=|Vref|/|VPNN|, a=|Vref-0|/|VPNN|, b=|Vref-60|/|VPNN|进行如下判断得出参考矢量具体落在哪一个小三角形区域中。参考矢量位置判断如表1所示。

3.2 电压矢量作用时间计算

判断参考矢量落在哪个扇区后, 然后根据组成该区域三角形的顶点矢量合成该参考矢量, 算出各个合成矢量对应的作用时间, 从而得出开关管的开关状态。

如图3所示, 以参考矢量落在3区为例, Tx, Ty, Tz为VPON, VPNN, VPOO作用时间, Ts为开关周期, 具体计算方法如下:

Ts=Tx+Ty+Tz

TsVref=TxVPON+TsVPNN+TsVPOO

联立可以解出3个合成矢量各自作用的时间:

${\rm T}{}_x=\frac{4m\text{s}\text{i}\text{n}\theta }{\sqrt{3}}{\rm T}{}_{\text{s}}$

${\rm T}{}_y=[2m(\cos \theta -\frac{\sin \theta }{\sqrt{3}})-1]{\rm T}{}_{\text{s}}$

Tz=Ts-Tx-Ty

同理可以得出其他各扇区矢量作用时间, 并可以从Ⅰ区推广到其他区域。

为了降低输出电压谐波, 减少器件开关损耗, 采用7段式对称SVPWM, 每次状态切换时只切换一个电平。由于零矢量和短矢量存在冗余的状态, 充分利用冗余可达到上述目的。为了避免各个扇区切换的时候发生突变, 所有扇区均是以负小矢量开头, 以第3区为例:OONPONPOOPPOPOOPONOON, 电压时序如图4所示。

4 中点电压平衡控制策略

中点不平衡分为两类:一是中点电位的波动, 二是中点电位的偏移。大矢量三相负载不与中点相连, 零矢量使三相负载短路, 都不会引起中点电压的变化;小矢量和中矢量, 三相负载中至少有一相接到电容中点, 并和直流电源正、负极形成电流, 从而导致电容C1, C2充放电, 使中点电压产生波动。要想使三电平逆变器正常工作, 就一定要把中点电压控制在允许范围内波动。

每对冗余的小矢量虽然输出状态的电压状态是一样的, 但是引起的中点电流方向却完全相反。本文就是系统运行过程中, 中点电压偏离平衡点时, 调整冗余小矢量的作用时间, 使电压尽量向平衡点变化, 使每个控制周期Ts中流经中点的电流为零。

不同时刻流入中点的电流可表示为

iinvZ (t) =[1-abs (Sa) ]ia+[1-abs (Sb) ]

ib+[1-abs (Sc) ]ic

式中:Si为i (i=a, b, c) 函数, Si=1 (输出为P) , Si=0 (输出为O) , Si=-1 (输出为N) ;abs () 为绝对值函数。

检测电容电压Vdc1, Vdc2, 三相电流ia, ib, ic。标准的7段式SVPWM由4个矢量作用, 每一矢量作用时对应流入中点的电流分别为iinvZ0, iinvZ1, iinvZ2, iinvZ3, 并假设它们在各自的作用时间内保持大小不变, 显然iinvZ0=-iinvZ3。

在一个PWM控制周期Ts内, 检测直流侧电容电压可得:

ΔVdc=Vdc2-Vdc1

中点电荷为

Q=Q2-Q1=CΔVdc

当标准7段对称式SVPWM波形作用到逆变电路时, 中点电荷变化量为

$\text{Δ}Q=\frac{t{}_0}{2}i{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{Ζ}0}+t{}_{1}i{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{Ζ}1}+t{}_{2}i{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{Ζ}2}+\frac{t{}_0}{2}i{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{Ζ}3}$

为了使Q+ΔQ=0, 则一个开关周期内中点电荷变化为零, 引入调节因子ε重新分配7段式作用时间为 (1+ε) t0/4, t1/2, t2/2, (1-ε) t0/2, t1/2, t2/2, (1+ε) t0/4。

$\begin{array}{l}\text{Δ}Q=(1+\epsilon )\frac{t{}_0}{2}i{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{Ζ}0}+t{}_{1}i{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{Ζ}1}+\\ t{}_{2}i{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{Ζ}2}+(1-\epsilon )\frac{t{}_0}{2}i{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{Ζ}3}\\ =\epsilon t{}_{0}i{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{Ζ}0}+t{}_{1}i{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{Ζ}1}+t{}_{2}i{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{Ζ}2}\end{array}$

联立解得

$\epsilon =-\frac{C\text{Δ}V{}_{\text{d}\text{c}}+t{}_{1}i{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{Ζ}1}+t{}_{2}i{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{Ζ}2}}{t{}_{0}i{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{Ζ}0}}$

实际调节因子受到幅值的限制, 必须满足-1<ε<1, 在此约束下调整正负小矢量的作用时间, 中点电位可以得到很好的抑制。

实验发现上述方法会出现电压在某些区段不可控的现象。分析如下, 当参考矢量位于1, 2小区时, 有两对冗余小矢量PPO (OON) 和POO (ONN) 可供选择。如果利用POO和ONN冗余矢量, 当θ<30°时, Vref-1的分解矢量V1-α较大, 即7段式中的1, 4, 7段作用时间较长 (t0/4, t0/2, t0/4较大) 。当θ>30°时, POO和ONN在α方向矢量作用时间将会变小, 越靠近60°时, 作用时间越短, 甚至趋于零 (t0/4, t0/2, t0/4趋于零) , 此时调节因子ε将无法起到作用。即θ>30°中点电压开始变大, 并在60°时达到最大。当步入Ⅱ区时, 中点电压在60°～90°时将中点电压控回零点附近, 在90°～120°时再次失控, 在其他区域也是如此。

为了解决这一问题, 采取不同区段不同冗余小矢量作用的方法, 可以使该问题得到良好的解决。当参考矢量位于1, 2小区时, 判断参考矢量的位置, 如图5所示, 以目标矢量落在2小区为例, 当0°<θ<30°时, 选择PPO (OON) 这对矢量, 作用顺序为OONPONPOOPPOPOOPONOON;当30°<θ<60°时, 选择POO (ONN) 矢量, 作用顺序为ONNOONPONPOOPONOONONN作用。这样可以保证t0始终较大, 调节因子ε能充分发挥作用。

5 实验结果

为了验证本文所提出的调制算法及中点平衡控制的有效性, 利用Matlab中的Simulink搭建了仿真平台。实验参数为:直流侧电压Udc=1 000 V;直流电容C1=C2=2 000 μF;基波频率50 Hz;控制周期200 μs;负载为三相对称的阻感性负载L=1 mH, 50 kW。

图6给出了m为0.3, 0.47和0.75时的线电压波形, 其分别工作在如图3所示的A, AB, BCD工作模式。A工作模式下退化为两电平工作状态。图7是在调制比m=0.6的情况下, 有无中点控制的中点电压波形对比, 可见加入中点控制的电压明显减小, 且变化幅度很小, 仅为10%左右。图8给出逆变器输出电压的傅立叶分析, THD=2.56%, 谐波含量较低。

由实验结果可以看出, 本文的调制方法正确可行, 采用了中点控制策略后, 中点电位得到了有效的抑制。

6 结论

本文详细论述了三电平中点钳位式逆变器空间矢量电压调制方法的工作原理及实现方法, 根据所给规则很容易判断参考矢量所在扇区, 提出全部采用负小矢量首发的方法避免扇区切换时产生突变。提出了推导调节因子调节冗余小矢量的作用时间来调节中点电压平衡的方法, 该方法简单易行。对调节因子失效问题进行了详尽的分析, 并通过判断不同区域利用不同的冗余矢量的方法得到了良好的解决。仿真结果验证了理论所提方法的有效性, 具有一定实际应用价值。

参考文献

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