AD转换范文
AD转换范文（精选9篇）
AD转换 第1篇
关键词：工频干扰,A/D转换,模拟信号,标定
随着科学技术的飞速发展,电子设备已经在各种领域日益普及,但在大量电子设备的使用过程中,电力能源带来便捷的同时也给信息设备的环境带来了各种各样的干扰.如果测量装置工作在电源变压器或电线附近,采集信号往往会受到工频的干扰(220 V的交流电对其周围的空间产生了50 Hz的干扰信号称为工频干扰)[1].工频干扰对信号处理的影响非常大,特别是当传感器模拟量接口是小电压信号输出时,它极大地防碍有用信号的测量精度.在A/D转换中必须要考虑该干扰的影响,否则转换结果可能会产生非常大的误差.介绍一种慢速A/D转换过程中有效去除工频干扰的方法,经过实际检测,取得了理想的效果,信号线和AC220V动力线在一起时,A/D转换器受到的影响非常小,输出数据稳定性重复性都很好,几乎完全去除了工频干扰.
1 理论分析
设有用的模拟信号如图1所示.工频干扰信号S(t)=Asin(2πft+θ)[2].其中工频干扰的幅值A、频率f以及初始相位θ为已知.如图2所示.
由于工频干扰信号的上下波动,模拟信号会受工频干扰信号的高低变化做相应的波动,波形可能如图3中的Ⅱ线所示(Ⅰ线表示有用信号).
在A/D转换中如果随机的采集模拟信号,如按照图3中A、B、C、D、E…所处的位置进行采样,那么采集到的模拟量就是这些位置所对应的Ⅱ线的幅值。可以看出,这些值与真实值Ⅰ线之间的偏差是不固定的,所以采集到的数据与实际值之间存在一个随机误差,而这个误差是没有规律的,从而造成了A/D转换结果的跳动(当真实的模拟信号没有变化的时候也是如此)[3].
从图3可以看出,每当工频处于某个电压时(比如每次从低到高过零点时)对周围有用信号的影响总是一定的,工频干扰信号S(t1)=Asin(2πkft1+θ)=M(k为整数,M为常数),也就是说工频的不同周期的同一个位置对模拟信号的干扰一致性非常好,这样就可以在工频的不同周期的同一个位置采集信号,A/D转换器的采样频率与工频同步,那么得到的A/D转换结果就不会由于工频干扰的影响而上下波动.如A/D转换器采样点能够在(如图4所示)A1、B1、C1、D1、E1(或A2、B2、C2、D2、E2)…,那么采集到的数据就是没有受工频干扰的真实的数据,或者说工频干扰信号对有用信号的干扰是一个固定值,再经过模拟量标定就可以得到想要的真实数据.因此设计一个电路来控制采样点.
2 电路设计
根据以上的理论分析设计电路如图5,用变压器和LM393电压比较器组成一个控制电路[4].
当220 V的交流电经过变压器、二极管、电阻之后,输送到LM393电压比较器3脚的电压小于5 V
(即LM393电压比较器3脚的输入电压比2脚的电压低)时,比较器OUT输出低电平,当LM393电压比较器3脚的电压大于5 V时,比较器OUT输出高电平.OUT从低电平到高电平产生跳变时,触发后端的A/D转换电路进行采样,每次采样都是当电压从小于5 V变成大于5 V时进行并转换,通过这个控制电路使A/D转换器的采样频率与工频同步,实现了工频干扰信号对有用信号的干扰是恒定的,这样每次得到的A/D转换结果非常稳定,不再受工频干扰的影响而波动.
3 数据标定
实际的应用中,A/D转换结果产生的误差是由许多因素造成的,除工频干扰之外还有A/D转换器、放大电路、传感器等等,所以最终用标定的方法得到真实数据.设Vi是输入模拟信号, Xi是Vi经A/D转换器的输出信号,A/D转换器的输入输出关系满足
Vi=AXi+B (1)
式中,A和B为标定系数.
当A/D转换器、放大电路、传感器等器件都很好的满足线形关系时,可以取2个或3个特定值代入式(1)中
得到其标定系数A和B,代入式(1)中得到A/D转换器的输入与输出对应的数学关系式.当元器件不能很好的满足线形关系时,设对A/D转换器的输入输出进行N次测量,可得到由输入信号Vi和输出信号Xi的对应关系式组成的方程组[5]
式(3)方程组为一超定方程组,根据最小二乘原则得到A和B最佳解为
根据一组输入信号及其对应的输出信号按式(4) 和式(5)计算得到标定系数A和B,此标定过程可由测试系统软件来实现.
4 结 束 语
通过电路控制采样点,使采样频率与工频同步,得到固定干扰值,经过数据标定得出了A/D转换器输出数值与输入模拟信号之间对应的理想数学关系式.此方法有效地去除了工频干扰,大大提高了测量系统的精度,可以广泛应用在测量压力、位移、温度、质量等电子设备中.
参考文献
[1]李建勇.机电一体化技术[M].北京:科学出版社,2005:232-247.
[2]沙斐.机电一体化系统的电磁兼容技术[M].北京:中国电力出版社,1999:157-198.
[3]钱照明.电力电子系统电磁兼容设计基础及干扰抑制技术[M].杭州:浙江大学出版社,2000:519-567.
[4]孙余凯,项绮明,吴鸣山.轻松解读数字实用电路[M].北京:电子工业出版社,:206-230.
AD转换 第2篇
TLC2543多通道串行A/D转换器及其C51语言单片机应用程序
本文介绍A/D转换器TLC2543的工作原理,叙述了使用该器件做电路设计及编程经验,详细阐述使用该器件设计智能仪表的`电路及附带注释的C51程序.
作 者：梁汉明 韦宁 Liang Hanming Wei Ning 作者单位：广西大学梧州分校计算机科学系,广西,梧州,543002 刊 名：广西大学梧州分校学报 英文刊名：JOURNAL OF GUANGXI UNIVERSITY WUZHOU BRANCH 年，卷(期)：2003 13(3) 分类号：B641 关键词：串行A/D转换器 智能仪表 C51程序AD转换 第3篇
1. 半波交流量测量法
当我们认定交流量是正负对称的波形，那我们只需对其正半周的波形进行测量即可，这实际上就是将交流量的负半周削去，只剩下正半周，然后进行测量（也即前面所讲的脉动直流量测量）。半波交流量测量的外围电路如图1。
交流电压Vin通过电阻R2、R1分压后，获得A/D转换所需的输入电压，并由单片机A/D输入端AN0输入。通常该输入电压的峰值为+5V，通过R2、R1换算，Vin的峰值为100V，合有效值71V左右。当然也可以改变R2之值来获得不同的电压Vin。Vin通常是通过电压传感器（变压器）或电流传感器（变流器）与被测源耦合而得。
必须指出：AN0输入端的电压峰值（也即允许最大值）必须是+5V，这样才能充分地利用A/D转换中的所有位来达到我们预期的精度。另外一点是，在前面的分压电路中我们还没有考虑到AN0输入端所呈现的输入阻抗（A/D转换器输入端均有一定的输入阻抗，视单片机不同而异），所以最后我们还需用实测来确定R1的值。方法是在Vin端输入直流电压+100V，调整R1之值，使AN0端的直流电压值为+5V。半波测量法的工作原理并不复杂，当Vin为正半周时，二极管D不导通，故正半周的波形能全部保存下来；而负半周时，D导通短路，负半周被削去，此时测量值为零。在正半周时，我们用采样点的方法测量瞬时值，也即将正半周均分为若干等分，每一等分对应的时刻采用A/D变换测出其瞬时值，再代入有关公式中算出有效值或其它的值。
采样点的数量越多，测量的精度也越高，但计算也越复杂，因为这些计算都得通过软件来实现。在实际的测量中，因正半周的起点（0相位点）甄别比较麻烦，通常的办法是测量一个完整的周期，因负值均为0，在计算中不起作用，故其结果和只测量正半周时相同，但却可以从任一时刻开始测量，给测量提供方便。实际上，当波形为正弦波或接近正弦波时，采样点在24点就可以了，本例中采样点为32点。公式：
为计算交流电压有效值的公式，将一周期内各采样点值代入该式便可算出该交流电压的有效值。
内含A/D转换器的单片机种类很多，最常见的有8位A/D和10位A/D，均内带采样保持电路。8位的有51系列中的P87LPC767等，10位的有51系列中的C8051F019、C8051F018，96系列中的80C196KB、80C196KC等，PIC系列中的P16F87X等等。考虑到测量的精度，我们最好选用10位A/D的单片机。10位A/D转换器相对于二进制而言有1024个单位（LSB），当模拟输入的电平为+5V时，其分辨率为每 LSB = 4.88mV，相对误差K为0.1%左右。
在图1中我们选用的单片机为当前较为流行的PIC单片机P16F877，它有8路10位A/D的模拟输入端，且内带采样保持电路，可顺序对8路模拟量进行A/D转换。图中，我们仅用了第一路。A/D转换过程都是通过软件编程来实现的，不同类型的单片机除了编程语言不同外，其工作过程都雷同。图2给出了A/D转换过程的软件流程图。由图可知，A/D转换过程由主程序和中断子程序两部分构成。首先我们将被测交流量的一个周期均分为n等分，本例n取32。对于50Hz的交流信号，每等分的时间间隔约为625μs。
在主程序中先要给定时器T0置初值，开T0中断，使定时器T0在经过625μs后溢出产生T0中断，并进入中断子程序，由中断子程序来完成采样点的A/D转换过程。在中断子程序A/D变换之前还必须延时数μs作为采样保持，A/D转换完成后再将结果（10位数字量，分两个单元存放）存入规定的RAM缓冲区内，再返回主程序。由于n取32，故需中断32次后方能测量完一个周期的交流量。这32次的中断过程都是在主程序Ta～Tb循环等待的时间段内进行的。然后取出32个采样点值代入前面的公式中进行有效值的计算（由软件实施）。之后再进行下一次的测量。在本刊的网站上给出的源程序清单，提供了A/D转换的全过程，32个采样点的结果值如何处理，视要求的不同需再行编程。
2. 全波交流量测量法
当我们测量的交流量正负半周并不完全对称时，特别是电力系统中出故障时，正负波形将会严重失真。此时若用半波测量法显然不能真实地反映被测量的实际值，故必须采用全波交流量测量法。半波测量法是将被测量量削掉负半周，仅将正半周引入测量范围。全波测量法不存在削波，而是将正负半波全部纳入测量范围。要做到这一点，关键的问题是要在外围电路上设置一个电平移动电路，将被测量的零值锁定于转换范围的中点位置上。对于常用的单片机而言，A/D转换的电平输入范围通常是0～+5V，显然中点电平值是+2.5V。
图3给出了8路全波交流量测量的电路简图，单片机P16F877共有8路模拟量输入端AN0～AN7，因而可以对8路模拟量进行A/D变换。由R1、R2将+5V分压为+2.5V（要求电压+5V稳定），输入交流电压Vin由电压传感器W0～W7隔离而得，其零端接+2.5V，显然已将信号源的零点平移至+2.5V。Vin的电平范围为0～+5V。
A/D转换后的最大值对应于1024位（十六进制为400H），负的最大值对应于0位。零值电平对应于512位（200H），这在编程时应注意。8路A/D转换的过程比图2稍复杂一些，每次进入中断子程序都应按顺序对W0～W7的8路进行A/D转换，并将各路的结果依次存入规定的缓冲区域，才能退出子程序。应该注意的是：8路转换的时间（即子程序运行的时间）比一路要长，但必须小于两相邻采样点的时间间隔（625μs），在本例中，时间是有余的。在主程序中，应取出各路的采样值，分别进行计算与显示。采样点值可代入有关公式求出有效值，也可代入傅氏算法（请参考有关书籍）算出基波及各次谐波值。图3中W0是第一路，其它各路，情况与第一路相同。应该说明的是：图3中的P16F877的第4、第5脚有模拟基准电压（Vref-、Vref+）的功能，它是通过软件对片内的专用寄存器ADCON1进行设置而得（图中设定Vref- =Vss、Vref+ = Vdd，故4、5脚可拿出来做模拟输入端），有的人认为将Vref-（4脚）设置为单独引出接－5V， 使A/D的变换范围扩大到+5～－5V，于是不通过电平移动便可直接对交流量进行A/D变换。实际上这种方法是行不通的，因为4脚作为输入脚接有正、负电压的箝位二极管（作保护用），它的电压输入范围为：+5.7～－0.7V，不可能低到－5V。其实，单片机所有的输入脚（包括AN0～AN4）均接有箝位二极管，模拟输入电压值也不可能低于－0.7V，故而从这些脚输入负电压是无效的。图3的电路虽然简单，但有不足之处。因为Vin为某定值（+2.5V），故电压传感器T0初级的输入电压V由变压比确定而不能随意变动。另外一点是，Vin的零端和单片机的模拟地（Vss）不能相连，这样不利于抗干扰。
图4是一种采用运算放大器构成的电平移动电路，它是利用运算放大器构成的加法器，具有输入阻抗高、输出阻抗低等特点，能与输入电路及单片机很好地匹配。通过加法器可以方便地进行零值电平的设定。输入电压的范围可以通过反馈电阻Rf的大小灵活地进行调节。而且，输入电压的地端可以和单片机的模拟地（Vss）连接，增强其抗干扰性。
由图4可知，运算放大器IC构成一个强负反馈电路，其负输入端（-）Σ为虚地点，可以与地电平等同考虑，但它不消耗电流，并且各路因接虚地点，回路各自独立，计算起来很方便。它们有如下的关系式：
If = I1 + I2
Vo = - If Rf = -（Vin/R1 + V2/R2）Rf
即 Vo =-〔Vin/R1 + （－15V/R2）〕Rf
Rf与R1之比确定该电路的放大倍数，由图中的数据可知，放大倍数为1/2。该结论也可以由上述计算式中得出，当括号中第2项为0时，便可得出上述结果。当改变Rf与R1之比，即可改变Vin的数据，从而可以灵活地改变模拟电压的输入范围。电阻R2的作用是产生电平的平移。在上式中，当括号中的第一项为0时，即可求出R2的具体值。若我们想将零电平移到+2.5V，可求出R2 = 300kΩ。故图4的最后的结果是：当Vin的变化是由+5.0V、0V到－5.0V时，则Vo的相应变化是0V、+2.5V到+5.0V（因从负输入端输入，故输出相位相反）。这样就完全满足了我们的要求，对该电路的实测也证明了上述结论。
高速A/D转换系统的设计与实现 第4篇
1992年,Joe Mitola在美国远程通信系统会议上首次正式提出了软件无线电的概念[1],其核心思想是基于数字信号处理芯片,将高速宽带A/D以及D/A转换器尽可能地靠近天线,采用可编程、高性能的器件(如FPGA、DSP)代替专用的数字电路,尽可能地利用软件来定义、实现无线通信系统的各项功能。如此,无线通信系统将具有很好的通用性、灵活性,系统的升级与互联也将异常方便。软件无线电被誉为无线通信领域的第3次突破[2]。由于受硬件发展水平的限制,软件无线电技术的发展与应用存在2大瓶颈[3]:(1)A/D转换器的速率和性能;(2)可编程逻辑器件的处理速度。鉴于以上难点,本文利用E2V公司具有5 GHz的EV10AQ190A高速ADC和具有高速数据接口及高速处理能力的Xilinx公司的K7系列FPGA实现了一高速模数转换系统,利用延时调整[4]、串并转换、并行处理和训练数据对齐[5]等技术解决了高速ADC与FPGA之间的高速数据传输问题[6]。
1 系统平台设计
系统平台主要由FPGA、ADC、时钟芯片以及晶体振荡器等组成,如图1所示。
FPGA选用XILINX公司的K7系列:XC7K480T-2FFG1156I,该芯片具有专用的LVDS差分逻辑接收通道,并且单边沿LVDS接收速率可达到710 MHz。ADC芯片选用E2V公司的EV10AQ190A,该芯片-3 d B输入带宽可达3.2 GHz,并可配置为4通道1.25 Gsps采样,2通道2.5 Gsps采样和1通道5 Gsps采样,单通道功耗为1.4 W。时钟芯片选用的是HMC830LP6GE,其射频带宽为25 MHz~3 GHz,相位噪声为-110 d Bc/Hz。ADC的时钟输入、数据输出,时钟芯片的时钟输出以及FPGA的数据输入均为LVDS逻辑标准,所以ADC与时钟芯片,ADC与FPGA可实现无缝连接。
1.1 VCO外围电路设计
HMC830LP6GE是业界非常优秀的频率源器件,领导级的相噪和杂散指标为高性能的收发信机以及时钟链路提供更优秀的选择,为了能够把其频综用好、性能优化好,在进行电路设计时必须注意以下几点。
1.1.1 参考时钟阻抗设计
VCO的参考时钟输入pin 15需要有100Ω的电阻接地,这样可以与芯片内部的100Ω电阻并联,从而使参考输入的阻抗为50Ω,这样就可以与VCO输出50Ω阻抗匹配,减小了反射,提高了PLLVCO工作的稳定性。
1.1.2 RF输出的谐波抑制处理
VCO的RF输出必须要进行谐波抑制处理,最简单的方法就是用滤波器滤掉谐波成分,基于微带线的滤波器可以过滤大概30 d B左右,LC滤波器可以过滤20~30 d B左右,2个混合可以有50~60 d B左右的抑制效果,价格低廉,比较理想。简单的LC滤波器电路实现如图2所示。
1.1.3 PCB Layout注意事项
为了保证VCO能够稳定可靠工作,首先,PLL、VCO和Reference的电源最好分开,建议使用隔离度很好的线性电源模块HMC860LP3供电;其次,引脚CP输出为高频的电流脉冲,容易受到外界的干扰。因此,最好环路的第一个电容应该靠近CP引脚,引脚CP到引脚Vtune的距离尽可能近;最后,芯片下面的接地大焊盘推荐设计为25个过孔,实际散热效果比16个过孔的温升要低10℃。
1.2 ADC外围电路设计
外围电路的良好设计是该款ADC稳定可靠工作的必要条件,主要包括电源滤波设计、时钟输入设计和数据输入输出设计等。
1.2.1 电源滤波设计
EV10AQ190A共有3种电源:VCC(3.3 V)、VCCD(1.8 V)和VCCO(1.8 V),所有的供电都应该在电源供电处尽可能近的地方通过220 p F和33 n F的电容并联到地进行去耦滤波,为了保证滤波效果,各个电容的数量至少要满足如表1所示的要求。
1.2.2 数据输入输出设计
高速ADC的设计需要使用阻抗匹配来消除信号反射,保证信号的完整性。
ADC的输入可以有2种模式,分别是交流耦合模式和直流耦合模式,其中直流耦合要求输入数据的共模电压为1.6 V。本文采用的是交流耦合。
ADC的输出阻抗为100Ω,在本设计中,高速ADC的采样输出信号被接入XILINX公司的XC7K480T-2FFG1156I中,由于此芯片可以在片内进行特性阻抗匹配,所以不需要额外的外接电阻。
1.2.3 时钟输入设计
时钟输入可以为单端模式或差分模式,但必须为交流耦合输入。如果采用单端模式。管脚CLKN需要通过50Ω的连接至地。为了充分保证ADC稳定性,本文采用的差分模式。
1.3 高速PCB设计
由于ADC的采样率高达5 GHz,所以该系统的PCB设计至关重要[7]。首先,VCO为ADC提供的高频差分采样时钟信号必须严格等长,且应尽量与板上其他时钟信号及潜在干扰信号保持安全距离;其次,ADC的输出为44对高速差分信号,差分对之间的长度误差应控制在5 mil之内,并保证每一差分布线层均有完整的参考地平面且临近信号线的间距要满足3 W原则[8];最后,为给各个芯片提供稳定均匀的供电,各个电源模块应做好滤波与接地工作。另外,高速芯片的电源滤波电容应尽可能靠近电源引脚,可以大幅降低系统噪声。信号完整性设计与电源完整性设计是高速电路设计的关键[9,10]。
2 FPGA软件设计
FPGA软件设计主要包括3部分:VCO控制设计、ADC控制设计以及ADC采样设计。
2.1 VCO控制设计
FPGA通过SPI接口(csn、sdio、sclk和sdo)对VCO进行参数控制,其中,csn:片选信号;sdio:串行输入数据线;sclk:串行配置时钟,最高为50 MHz;sdo:串行输出数据线。配置写时序如图3所示,/WR为读写控制位,低电平为写信号,a5~a0为6位配置地址,d23~d0为24位配置数据。
根据本系统对采样时钟的设计需求以及VCO寄存器配置顺序,HMC830LP6GE的上电寄存器初始化顺序及内容如表2所示,在参考时钟为40 MHz的条件下,依据表2,利用FPGA编程,对VCO进行寄存器进行写操作配置,稳定后,VCO输出2.0 GHz的差分采样时钟。
2.2 ADC控制设计
与VCO控制类似,FPGA亦通过SPI接口(csn、sdio、sclk和sdo)对ADC进行参数控制,其中csn:片选信号;sdio:串行输入数据线;sclk:串行配置时钟,最高为20 MHz;sdo:串行输出数据线。配置写时序如图4所示。WR为读写控制位,高电平表示写信号,a6~a0为6位配置地址,d15~d0为16位配置数据。根据设计要求,利用FPGA编程,将地址为0x01的寄存器数据配置为0x10B,配置完成后,ADC将工作于单通道(通道D)采样模式下。
2.3 ADC采样设计
对于高速采样系统,ADC采样设计是关键也是难点。FPGA与ADC采用源同步方式接口[11,12],时钟和数据传输路径的延时如图5所示,受工艺(P)、电压(V)和温度(T)等因素的影响,时钟与数据的相对延时在一定范围内变化。所以,时钟数据存在不确定性窗口。对于-2级的芯片,不确定窗口约为1 ns,当数据速率大于1 GHz左右时,时间不确定窗口大于数据周期,需要动态调整相对延时,动态调整的复杂性高,可靠性较低。
在配置为单通道采样时,EV10AQ190A自身具备1∶4的串并转换功能,但在高速采样下,串并转换后的速率仍然较高,为满足FPGA的处理能力,本文将ADC的采样数据再次进行1∶4的串并转换,ADC与FPGA的数据、时钟接口如图6所示。首先,通过调整每路采样时钟和采样数据的相对延时,将不确定窗口放在数据中间,以保证时钟的最佳采样;其次,以D路采样为参考,调整A、B和C三路与其时钟、数据对准;最后,经PLL得到全局时钟,其将作为16路并行采样数据的处理时钟。
3 系统测试及分析
ADC的模拟输入端输入1 GHz的正弦模拟信号,ADC的采样时钟为4 GHz,ADC配置为1∶4输出模式。按照图6所示的FPGA与ADC接口方式,在ISE中用在线示波器即Chip Scope捕获16路并行数据,如图7所示,其中并行采样时钟为250 MHz。
将图7中的数据导出,并在Matlab中进行并串转换,得到采样率为4 GHz原始模拟信号采样波形,取其中50点,如图8所示,信号频谱如图9所示。
从图8和图9可以看出,在采样率为4 GHz下,ADC采样数据很好地再现了1 GHz模拟输入信号,采样信号平滑,没有毛刺,验证了本系统方案的可行性、正确性。
4 结束语
本文基于软件无线电的思想,利用FPGA、高速ADC以及VCO实现了高速A/D转换系统,相比较于传统低速A/D转换系统,本文的难点在于:高速ADC与FPGA之间的高速数据传输设计、并行处理技术、低抖动,低相噪的高速ADC采样时钟设计[13]以及高速电路的信号完整性设计。通过实际测试验证了本系统方案在高速采样下的可行性、稳健性,满足设计要求,并已经应用于实际工程。本系统在雷达、数据采集以及全数字化超宽带通信系统等领域具有广阔的应用前景。
摘要：软件无线电技术在无线通信系统的发展中具有重要的历史地位,其使得无线电通信系统具有很好的通用性和灵活性。高速模数转换(ADC)芯片是模拟信号与数字信号转换的桥梁,ADC在软件无线电系统中占据着重要地位,实现软件无线电的关键之一是解决模数转换问题。EV10AQ190A是E2V公司推出的新型、高速和高性能ADC。基于软线无线电思想,利用高速ADC与FPGA构建的硬件平台,实现了具有广阔应用前景的高速A/D转换系统,给出了软硬件设计原理及程序运行结果。实测结果表明,系统指标达到设计要求,灵活、可靠,具有一定的通用性。
逐位反馈型AD转换器的应用 第5篇
模拟量输入、输出通道是微型计算机与控制对象之间的一个主要接口,也是实现工业过程控制的重要组成部分。传感器,变送器,信号处理环节,多路模拟开关,采样保持电路和AD转换器构成了典型的模拟量输入通道。AD转换器是模拟量输入通道的中心环节,它的作用是将输入的模拟信号转换成计算机能够识别的数字信号,以便于计算机进行分析和处理。
1 逐位反馈型AD转换器的工作原理
逐次逼近法转换过程是:初始化时将逐次逼近寄存器各位清零;转换开始时,先将逐次逼近寄存器最高位置1,送入D/A转换器,经D/A转换后生成的模拟量送入比较器,称为Vo,与送入比较器的待转换的模拟量Vi进行比较,若Vo<Vi,该位1被保留,否则被清除。然后再置逐次逼近寄存器次高位为1,将寄存器中新的数字量送D/A转换器,输出的Vo再与Vi比较,若Vo<Vi,该位1被保留,否则被清除。重复此过程,直至逼近寄存器最低位。转换结束后,将逐次逼近寄存器中的数字量送入缓冲寄存器,得到数字量的输出。
2 ADC0809芯片
ADC0809芯片的引脚图以及工作时序图
3 ADC0809的应用
ADC0809主要应用于数据采集系统中,可以实现对8路模拟输入信号的循环数据采集。
ADC0809,可编程并行接口8255芯片与系统总线的连接由图可知,8255的地址为8000h-8003h。A,B,C这3个端口均工作在方式0,A口作为输入口,输入转换后的结果;B口作为输出口,用来输出通道地址;C口的高四位作为输入口,用来读取转换状态;C口的低四位作为输出口,用来发出地质所存信号和启动转换信号。编译程序如下:
以上就是8路模拟量的数据采集程序,每执行一次该程序,数据段中以DATA为首地址的顺序单元中就会存放IN0-IN7端模拟信号所对应的8位数字量。该程序通过查询EOC端口的状态来判断是否一次变换结束。
例2:某11为AD转换器,利用不小于1微秒的后沿脉冲启动变换。当端输出低电平时表示正在变换,变成高电平时表示变换结束。为获得变换好的二进制数据,必须使OE为低电平。现将该转换器与8255相连,8255的地址范围为03F4H-03F7H。试编写包括8255初始化程序在内的完成一次数据变换并将数据放在DATA中的程序。
4 结语
通过以上对逐位反馈型AD转换器的工作原理的研究以及典型的AD转换器芯片ADC0809的工作时序和工作过程的学习,掌握了典型的AD转换器的应用,即为数据采集系统,并且掌握了数据采集程序,使大家对AD转换器有更加深刻的了解。
摘要：AD转换器是将连续变幻的模拟信号转换为数字信号,以便于计算机进行处理。它与DA转换器一样,是微型机系统中的一种重要的接口。通过研究逐位反馈型AD转换器的工作原理以及主要的技术指标,以典型AD转换器芯片ADC0809为主要研究对象,进而探究AD转换器的应用——数据采集系统。了解其工作原理以及数据采集所需要的程序。
关键词：AD转换器,数据采集系统,ADC0809芯片
参考文献
AD转换 第6篇
关键词：FPGA,ADC08200,FIFO,VHDL
对A/D转换器进行采样控制,传统方法一般是用CPU或单片机完成的。其优点是编程简单、控制灵活,但缺点是控制周期长、速度慢。例如MCS-51系列单片机最高时钟频率为12 MHz,AT89C2051单片机为24 MHz,这样当A/D本身的采样速度比较快时,CPU或单片机的慢速工作时序将极大地限制A/D高速性能的利用。当采用FPGA对其进行控制时,由于FPGA的时钟频率可达100 MHz以上,从而可实现数据的高速采集,还可以把采样数据实时存入FPGA内部的高速RAM中。本设计是利用FPGA直接控制高速ADC08200对模拟信号进行采样,采集速度可达200 MS/s,然后将转换好的8位二进制数据迅速存储到FPGA内部的FIFO存储器中。在完成对模拟信号一个周期的采样后,由外部电路系统将存储器中的采样数据读出处理。采用自顶向下的设计方法可将本设计分为控制器模块和FIFO缓冲模块。
1 控制器模块设计
1.1 ADC08200芯片功能介绍
ADC08200[1]是美国国家半导体(NS)公司生产的单通道、低功耗、高速8位模数转换器。它具有成本低、功耗低、体积小和易于使用等优点。最高采样频率达200 MS/s。在掉电模式下ADC0820仅消耗1 m W。独特的结构在50 MHz标准信号的输入情况下可达到7.3有效采样位。单电源3 V或2.5 V的供电,内带高质量参考源和高性能采样保持电路。
主要端口:
CLK:时钟输入端;
VIN:模拟信号输入端;
PD:掉电保护,当PD为低时,D0~D7正常输出,当PD为高时,D0~D7输出保持;
D0~D7:数据输出端口。D0为数据最低位,D7为最高位;
图1、图2分别为ADC08200的工作时序图和外围接口电路图。
1.2 基于VHDL控制器的软件设计
VHDL是一种硬件描述语言,它可以对电子电路和系统的行为进行描述。基于这种描述,结合相关的软件工具,可以得到所期望的实际电路与系统。根据ADC08200的特点,可通过硬件描述语言(VHDL)设计一个状态机,最后下载到FPGA芯片上,通过FPGA芯片控制ADC08200的工件。时钟由外部引入,由分频模块得到想要的时钟。设计过程为编写VHDL[2]代码,然后在QuartusⅡ[3]平台下进行编译、仿真,最后下载到FPGA芯片中。仿真图代码如图3所示。
2 高速存储模块的设计与功能仿真
FIFO是一种存储器参数可设置模块库,在高速数字系统中常用作缓存。在高速数据传输和实时显示领域中,需要对数据进行快速储存和发送,要实现快速的数据采集、顺序储存和传送,传统的RAM型存储器已经无法满足要求。目前许多高速系统都采用FIFO作为缓存体。因为FIFO的写入(读出)时间只需要一个时钟周期,不需要对地址进行加1操作,大大提高了存储速度。
利用LPM中的宏功能块LPM_FIF0+,在QuartusⅡ平台下定制一个高速的先进先出FIFO,根据需要对所使用的宏功能块的参数进行适当调整,由此生成一个满足自己特定需要的模块。最后,利用例化语句,在顶层设计中调用该模块。参数如下:
LPM_W l DTH=>8,LPM_NIJM W ORDS=>1024,LPM_SHOW AHEAD=>“OFF”,LPM_HIN=>“USE_EAB=ON”
图4为模块FIFO时序图和例化后的模块。
3 系统的模块设计与功能仿真
A/D转换模块与高速存储模块结合调理电路与数据处理电路就构成了一个完整的系统。调理电路和模拟信号经由A/D转换器ADC08200转换模块后变为数字信号,传给同样由FPGA控制的先进先出存储器FIFO。这样就弥补了由单片机控制带来的速度低的缺点。FIFO存储的数字信号可由单片机系统来读取和处理。在QuartusⅡ平台下使用原理图输入方式可以使设计得到简化。系统的连接图如图5所示。其中CLK为时钟信号;RST为复位信号;D[7..0]为转换后的数字信号,接A/D的输出;WR/RD为读写控制;RDCLK为读时钟;ACLR为清零信号;ADCLK接A/D转换器的时钟CLK;ADPD接ADC08200的PD;WRFULL,RDEMPTY为写满,读空显示信号;Q[7..0]为输出数据。
带FIFO的功能仿真图如图6。
采用EP1C12Q240C8芯片实现对高速A/D转换器ADC08200的实时采样控制,充分利用了FPGA器件的高速高效优势,解决了传统方法使用CPU或单片机控制速度慢的问题,发挥了ADC08200高速采样的性能(最高采样频率达200 MS/s),实现简单,可以广泛用于实际电路的控制系统。该电路的数据处理可以由CPU或单片机进行,由So PC技术进行数据的处理效果更好。
参考文献
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AD转换 第7篇
关键词：AD574A,ISA总线,单片机,双极性,单极性
0引言
A/D转换器是模拟量输入通道的重要组成部分,它将时间上连续的模拟电压或电流信号转换成数字信号送给计算机进行处理,在数据采集和计算机控制系统中得到了广泛应用。本文着重研究12位并行A/D转换器AD574A与PC总线的接口。
1AD574A介绍
1.1 AD574A组成
AD574A是12位逐次逼近式A/D转换器,分辨率为0.024%,转换精度≤0.05%,转换时间≤35 μs,适合于在高精度快速采样系统中使用,图1为其原理结构框图。AD574A由模拟芯片和数字芯片混合集成,模拟芯片是AD565A快速12位D/A转换器芯片,数字芯片包括高性能比较器、逐位逼近寄存器、时钟电路、逻辑控制电路以及三态输出锁存缓存器。
AD574A采用逐次比较方式完成转换。当逻辑控制电路接到转换指令时,立刻启动时钟电路,同时将逐次比较寄存器SAR清零。这时输入信号首先与转换器的最高位输出的电压相比较,判断取舍,然后在时钟的控制下,按顺序进行逐次比较,一直到A/D转换器输出的数码都被确定,SAR向逻辑控制电路送回转换结束信号时,转换结束,时钟脉冲使输出状态变低。当外部加入读数据指令时,逻辑控制电路可以发出指令读出数据。
1.2 AD574A的工作特性[1]
AD574A的工作特性如下:
(1) 控制逻辑功能:包括启动转换、控制转换过程和控制转换结果输出。
(2) 启动转换输入有效信号:undefined、CS=0且undefined时,AD/574A开始转换。
(3) 转换结束输出有效信号:undefined。在启动AD574A转换开始后,此线保持高电平,直到转换结束时变为低电平。
(4) AD574A处于工作状态时,若undefined,启动A/D转换,当A0=0时进行12位A/D转换,A0=1时进行8位A/D转换。若undefined,数据输出,undefined接VCC上,一次读取全部12位数据;当undefined且A0=0,高8位数据输出,当undefined且A0=1,低4位数据输出。A0=0时的输出数据格式见图2,A0=1时的输出数据格式见图3。
1.3 AD574A的单极性和双极性输入
通过对AD574A引脚8、10和12的外接电路的不同连接,可实现AD574A单极性和双极性模拟信号输入的转换。图4(a)为单极性模拟电压输入连接法,可实现输入信号0 V～10 V或0 V～20 V的转换。系统模拟信号的地应该与引脚9(AGND)连接,使其地线的接触电阻尽可能小,以保证模拟信号的失真尽可能小。图4(b)为双极性模拟电压输入连接法,可实现输入信号-5 V～+5 V或-10 V～+10 V的转换。
单极性输入时,输出数字量D为无符号二进制原码,计算公式[2]为:
undefined。
或undefined。
其中:VIN为模拟输入量,V;VFS为满量程,V。
双极性输入时,输出数字量D是12位偏移二进制码,计算公式为:
undefined。
或undefined。
2AD574A的应用技术
由于AD574A的转换速度高,一般常采用延时法和查询法来读取转换结果。
2.1 延时采样接口方式[3]
AD574A延时采样接口如图5所示。其中,74LS245是8路同相三态双向总线收发器,用于数据缓冲。当undefined时,undefined,或非门输出0,则DIR=0,启动AD574A做双极性A/D转换;当undefined时,undefined,或非门输出1,则DIR=1,系统读取AD574A转换结果。计算机通过ISA总线与AD574A相连接,控制AD574A开始12位转换并通过延时等待来读取转换结果。采用延时采样接口方式,适用于对精度要求比较高但对系统的速度要求不高的场合。
考虑译码电路,为避免DMA操作时对AD574A的误操作,译码电路使用了DMA允许信号AEN。系统地址线A0接AD574A的A0,当系统地址线A0输出低电平时,启动12位A/D转换。系统地址线A0输出低电平,读取高8位数据,然后系统地址线A0输出高电平,读取低4位。根据以上分析,启动AD574A转换及读取高8位数据时,undefined口地址为相同的偶地址,设定为undefined;读取低4位数据时,undefined口地址为奇地址,设定为undefined。
接口控制程序如下:
2.2 程序查询接口方式
图6为AD574A与80C31单片机接口电路,可对-5 V～+5 V或-10 V～+10 V的电压信号进行转换。80C31的undefined和undefined信号通过与非门74LS00与AD574A的CE端相连,使得AD574A在启动转换和结果输出时,CE端均为高电平。undefined引脚接地,单片机分两次读取转换结果。undefined引脚与P1.0相连,通过查询法读取转换结果。
接口控制程序如下:
3应用注意事项
(1) AD574A转换时间≤35 μs,若取35 μs,被转换的模拟输入信号至少要保证在35 μs内保持不变;对快速变换的输入信号要加采样保持器以满足要求。
(2) 为了提高抗干扰能力,保证采集数据准确,设计硬件时一定要提供输入信号的抗混叠滤波电路,并对转换结果进行软件的数字滤波。
参考文献
[1]胡辉.单片机原理及应用设计[M].北京:中国水利水电出版社,2005.
[2]李全利,迟荣强.单片机原理及接口技术[M].北京:高等教育出版社,2004.
AD转换 第8篇
MAX1069采用单电源供电,兼容于I2C,利用内部4 MHz时钟对其单端模拟输入进行单极性转换。对于不带I2C串行总线接口的MCS-51系列单片机组成的智能仪器和工业测控系统来说,可以利用软件模拟的方法实现与带有I2C串行总线接口的I/O芯片的连接[1]。
1 MAX1069简介
MAX1069是MAXIM公司的一款低功耗、14位逐次逼近型模数转换器(ADC),该器件具有自动关断功能、片上4 MHz时钟、内部+4.096 V基准和兼容于I2C、提供快速及高速模式的2线串行接口[2]。MAX1069具有应用电路简洁,精度高,功耗低等优点,可以广泛应用于各种数据采集系统中。
1.1 主要特性
(1)高速I2C兼容串行接口
(2)+4.75 V~+5.25 V单电源供电
(3)+2.7 V~+5.5 V可调节逻辑供电范围
(4)内部+4.096 V基准
(5)外部基准:1V至AVDD
(6)内置4 MHz转换时钟
(7)58.6 ksps采样率
(8)两次转换之间,器件自关断(Auto Shutdown)
(9)低功耗
(10)小尺寸14引脚TSSOP封装
1.2 引脚说明
MAX1069的引脚排列如图1[2]所示,其引脚功能说明如下:
●AIN:单端模拟输入;
●ADD0~ADD3:地址选择输入端;
●AGND:模拟地;
●AGNDS:模拟信号地,模拟输入的负基准,连接到模拟地AGND;
●AVDD:模拟电源输入,通过0.1μF的电容连接到模拟地AGND;
●DGND:数字地;
●DVDD:数字电源输入,通过0.1μF的电容连接到数字地DGND;
●REF:内部缓冲器输出和外部基准输入端。当应用内部基准时,通过10μF的电容连接到数字地DGND;
●REFADJ:内部基准输出和基准缓冲器输入端。通过0.1μF的电容连接到模拟地AGND;
●SCL:时钟输入端;
●SDA:数据输入/输出端。
2工作原理
MAX1069兼容I2C,由双向串行数据线SDA和串行时钟线SCL组成2线串行接口。主控器件给出串行时钟(SCL)控制总线的传输方向,并提供起始和停止条件。SDA线上的数据状态仅在SCL为低电平期间才能改变。SCL为高电平期间,SDA状态的改变被用来表示起始和停止条件[3]。MAX1069的转换方式分为单次转换模式和连续转换模式。图2(a)给出单次转换模式示意图。在该模式下首先由主控器件发送给MAX1069一个启动信号S,紧接着向MAX1069发送一个8位的寻址字节,包括7位地址位和一个读字节控制位R。然后主控器件进入读数据状态。MAX1069在接收到地址的最后一位时,该器件即开始进入到2个SCL周期的采样时间段,如图2(c)所示。当MAX1069接收到完整的寻址字节且末位为R时,在SCL的下跳沿时刻MAX1069向SDA发出低电平,以此作为返回给主控器件的应答确认信号A(ACK)。确认寻址字节后,采样结束,采样到的信号被保持,MAX1069开始对采集到的模拟信号进行数据转换。数据转换期间,MAX1069仍保持SCL为低电平,同时内部寄存器储存转换的数据。
转换完毕后,MAX1069释放SCL。主控器件可将转换完的16位数据分成2个字节串行读出。首先移出高位字节数据D13~D6,待主控器件向MAX1069发送一个确认信号A后,继续移出转换结果的低位字节数据D5~DO加两个尾随位S1、S2。最后数据线SDA保持高电平,时钟线SCL发生一次从高到低的跳变时,向MAX1069发送一个非应答信号(NACK),表示本次采样结束,并以停止信号P来关闭I2C总线,或者以一个启动信号S来开启下一个新的单次A/D转换。
如果是连续转换模式,则在读取转换结果的低位字节数据D5~DO和S1、S2后,由主控器件向MAX1069发送一个确认信号ACK(不是非应答信号NACK),以此重启A/D转换。同样以读取转换结果低位字节后的非应答信号NACK作为连续转换结束,图2(b)给出连续转换模式示意图。
MAX1069并不需要用写命令对器件进行设置或配置,所谓写操作有如下两种控制字节:
(1)寻址字节
寻址字节包括7个地址位和读/写位(R/W),高3位(MSB)是器件出厂时设定的,固定为011,随后4位则由ADD3~ADD0引脚信号给出,4个地址选择输入端(ADD0~ADD3),可允许在同一总线上挂接多达16个MAX1069,最低位(LSB)即R/W位被用作内部基准电压的控制。当R/W=1时,器件按正常模式工作;当R/W=0时,数据转换完毕之后内部基准关断。图3是写寻址字节的时序。
(2)高速模式转换的控制字节
由于MAX1069具有400k Hz快速模式(F/S-mode)和1.7MHz高速模式(H/S-mode)两种工作模式,需要选择工作模式。上电时,MAX1069默认快速模式,主处理器通过将H/S模式的控制字0000 1XXX(X不确定)发送到总线上选择H/S方式。
3 应用实例
3.1 硬件原理图说明
如图4所示,是某测控系统中对变送器输出直流电压的测量电路,可以很典型地诠释MAX1069与MCS-51单片机组成的数据采集系统的实现。MCS-51系列单片机AT89S52的P1.7、P1.6分别与MAX1069的SDA、SCL连接。MAX1069的I2C器件地址为0110111。模拟信号由MAX1069的AIN输入,数据转换及传送均由软件来完成。由于I2C总线端口输出为开漏结构,故SDA和SCL上必须有上拉电阻RP,通常选择500Ω或更大些。
3.2 程序设计
程序采用基于MCS—51的汇编语言编写,以“启动传输(START)”、“发送控制字(SEND)”、“接收数据(RECE)”、“停止传输(STOP)”等子程序的形式,给出一个工作在快速模式下,单次A/D转换的接口子程序(SADC)的示例。示例中AT89S52工作在18.432 MHz频率下,程序经过测试,运行可靠,子程序代码如下:
4 结束语
MAX1069是一款14位逐次逼近型串行A/D转换器,具有转换速度快、精度高、自带内部基准电源等优点。外围电路简单,特别适合于高精度小型便携式仪器设备。
摘要：MAX1069是一个具有串行接口的14位A/D转换器。设计精巧,工作速度快。小巧的封装,外围电路简单,特别适合于高精度小型便携式仪器设备中使用。在详细阐述MAX1069的特点及工作原理、操作时序的同时,给出了MAX1069与AT89S52单片机的接口电路,并介绍其在直流电压测量系统的应用和基于MCS-51的汇编语言程序。
关键词：MAX1069,A/D转换,串行,单片机
参考文献
[1]高玉芹.单片机原理与应用及C51编程技术[M].北京:机械工业出版社,2011.
[2]MAXIM.MAX1069 Data Sheet[DB/OL].[2010-06-24].http://china.maximintegrated.com/datasheet/in-dex.mvp/id/3658/t/al/MAX1069.pdf,2010.
AD转换 第9篇
1 信号产生原理
由麦克斯韦电磁场理论可知交变电流会在其周围产生交变的电磁场。放在交变磁场中的感应线圈会产生交变的感应电流和感应电动势。在长度为L的长直导线上流过大小为I的恒定电流, 在长导线周围就会产生磁场, 由毕奥-萨伐尔电磁感应定律可求出, 在距离长导线r处P点电磁感应强度。
实际赛道上的导航线可以视作无限长的直导线, 所以其周围存在的电磁分布是一圈一圈的同心圆, 强度和r成反比, 就可以利用这个特性来计算出线圈到直导线的距离, 由此得出电磁感应强度。
2 硬件设计与实现
2.1 信号放大电路
电磁组智能车竞赛赛道上铺设的导航线流过的电流是100m A的交变电流, 它产生的导航信号是20k Hz的交变磁场, 由电磁学知识可知感应线圈中产生的感应电动势频率也为20k Hz, 而且这种交变磁场产生的电磁波频频率范围大概处于3k Hz到30k Hz的低频和高频电磁波中间, 其频率范围决定它是一种甚低频 (VLF) 电磁波。该电磁波波长范围约处于10~100km之间, 这种频谱的波长的强抗干扰能力能轻易地避开其附近大多其他磁场的干扰。但在实际应用中, 为了能更好的去除其他信号的干扰影响, 因此需要采用选频放大的方式来放大信号。信号的选频放大需要通过放大电路来实现, 而放大电路有多种, 通过多次实验对比分析, 发现使用LC并联谐振电路来实现选频电路能更有效的放大信号, LC并联电路如图1所示。
并综合考虑实际应用和成本等, 选择电感值是10m H的电磁感应线圈, 并结合电路谐振频率计算公式
就可以计算出谐振电容的容量为C=6.33×10-9 F。在实际中, 选用容量最接近6.3n F的6.8n F的电容作为谐振电容。
电磁信号的检测是通过电感电容组成的LC谐振电路并将其输出信号经过检波放大后送给单片机AD转换并处理来达到路径识别的目的。由于谐振电路感应出的电动势比较小, 不能被精确的处理, 因此需要通过放大电路将感应电动势放大。
可供选择的四种放大方法的分析比较如下。第一种是三极管放大。简单的电路和低廉的成本是三极管放大的有优点, 但是缺点也很明显, 有很严重的零点漂移和温度漂移, 在不经过感应线圈就会产生影响判断的电压值, 而且受温度变化影响, 其调试的参数也会改变, 同时元件均一度和电路设计也会致其稳定性变差。第二种放大方法是单电源供电运放法。该方法指将偏置加在在放大电路上, 其值是运放电源的1/2, 并差分放大输出信号。其失调电压小, 线性度好, 成本低等优良特性使其获得更高的性价比, 美中不足的是电路复杂, 共模抑制较小。第三种放大方法是与第二种想对的双电源供电运放。两者的区别是双电源运放直接差分放大电感信号。最后一种是双电源仪表放大器。该方法有很高的模抑制和线性度, 其和双电源运放一样直接差分放大电感信号使得输出指标最高, 但也存在成本高电源部分开销大, 负压纹波难控制。
综合以上并结合实际使用分析比较, 我们选用第二种方法, 该方法使用的放大电路是基于LM358芯片的。LM358芯片是内部含有两组独立运放的集成电路, 这两组具有相位补偿的运算放大器互不影响。其放大电路如图2所示。该电路和感应线圈组成的LC谐振电路能更准确更稳定的放大检测信号。
2.2“虚短”与“虚断”分析
“虚短”并不是两输入端真正的短路, 它是一种虚假短路, 是指在分析放大运算器的时候, 其所处状态是在线状态的现象。一般情况下, 大多通用型的运放都具有1MΩ以上的差模输入电阻, 所以运放输入端的电流极小, 通常小于1u A, 相对于输入电流而外部电流却大得太多, 因此, 就可以把运放两输入端当作为开路, 且开路和输入电阻成正比。同理, “虚断”也不是两输入端真正的断路, 而是在“虚短”的情况下把两输入端当作为等效的, 即开路。
2.3 信号正向放大倍数
正向放大电路如图3所示, 由Vi和V-虚短可得Vi和V-相等, 同理由于正向和反向输入虚断可得输出输入电流相等, 且都为0, 所以流过R1的电流和流过R2的电流一样, 设此电流为i, 由欧姆定律得:I=Vout/ (R1+R2) , Vi等于R2上的分压, 即Vi=i*R2, 综合上式式可得出同向放大器的输出电压信号Vout=Vi* (R1+R2) /R2。
2.4 信号反向放大倍数
由于运放反向端和同向端虚短, 而同向端接地, 所以正反向端电压都为0, 反向输入端因为输入电阻很高虚断, 进出电流基本为0, 所以R1和R2相当于是串联的, 流过R1的电流I1= (Vi-V-) /R1, 流过R2的电流I2= (V--Vout) /R2, V-=V+=0, I1=I2, 综合以上方程式求解得Vout= (-R2/R1) *Vi这就是反向放大器的输入输出关系式了。电路如图4所示。
3 信号采集及滤波
3.1 传感器选取
根据上述分析对比, 选用最为实用的电磁传感器是10m H的线圈。一般霍尔原件的检测范围在1 m T以上, 即10 G以上, 可以想象到这需要贴着地面进行检测, 而且精度大大受到限制。磁阻传感器的高灵敏磁阻HMC001, 分辨率可达27μG, 还可以使用多轴的磁阻传感器检测不同方向的磁场。而市面上最为便宜的普通线圈却有诸多优点, 小体积、高频率、实现电路简单、检测范围广和抗干扰能力强等。需要结合实际, 优化谐振电路, 再通过有效的滤波方法就能获得比较稳定准确的数据信息。
3.2 电磁信号的采样
由于CPU只能处理数字量, 而外部信号一般都是连续变化的模拟量, 所以在实际使用中需要将传感器检测到的连续的模拟电压信号转换为与之对应的离散的数字信号, 即A/D转换。与A/D转换相反的是D/A转换。传感器采集数据的主要有两种方式, 即数字采集和模拟采集。本文采用的是第二种模拟采集方式, 模拟采集方式就是传感器把采集的电压信号经过滤波处理后输出给MCU的A/D输出输入端, 经过A/D转换后再进行计算处理。模拟信号是用两个10m H的电磁传感器采集到的, 这种方式分辨率高, 能精确的反映小车处在什么位置, 根据位置信息使得K10 CPU能更好地通过程序控制小车的速度和舵机的转动。信号的采集使用流程如图5所示。
3.2.1 采样精度
采样精度又叫采样位数, 我们通常这样理解采样精度, 即是当数字量变化一个最小量的时候, 看看模拟信号随数字量变化而变化的变化量。一般来说, 微控制器的采样精度是8位, 但是很多增强型的MCU采样精度能达到10位, 而Kinetis K10最高的采集精度可以达到16位, 以下是进行一次模块0通道10采样精度的采样程序, 并将采样所得值通过UART传回PC, 以供分析:
可根据公式Z=V/2M计算出能检测到的最小的模拟量变化值, 其中V表示控制器的正常工作电压, M为最高采样精度。由于Kinetis K10微控制器的最高采样精度是16位, 其正常工作电压为3.3V, 所以根据公式计算出其能检测到的最小模拟量变化值为0.00005V。
3.2.2 物理量回归
这里的物理量回归是指将传感器检测到的多个连续值值, 通过A/D转换和均值滤波后得到的稳定的数字量, 将其和实际意义的物理量对应比较, 也就是需要知道A/D转换后的数值所代表的实际物理量的值, 从而获得具有实际意义的值便于计算机处理。物理量回归速度的快慢会直接影响到系统性能的好坏。在较低端的嵌入式系统中比使用公式法和查表法两种回归方法, 在我们的系统中, 经过测试分析选用直线回归, 这样能更快、更准确的实现AD校正。
3.3 滤波
滤波是指为了获得更加精确的采样数据, 需要把比较稳定的采样的数据挑选出来, 把误差较大的数据剔除掉, 从而提高采样精度。具体的滤波方法有两种:一种是中值滤波, 中值滤波是指把传感器多次连续采样的值进行大小排序, 并将已排序的数组的中间值作为滤波输出;另一种是均值滤波, 均值滤波法是指把多次连续采样的值进行数学运算, 求取其平均值作为滤波输出。在实际测试中, 由于噪声污染概率相对较大, 使用均值滤波获得的数据更准确, 所以选用均值滤波法, 其部分程序如下:
4 信号分析及处理
在实际中, 我们会发现, 即使使用滤波法将检测到的信号进行处理, 但是依然会突然出现较大或较小峰值的信号, 这些信号的存在, 很大程度上影响了数据的正确处理, 所以在滤波之前需要要把这种极值信号去掉。磁场之间会相互干扰, 电感也如此, 要采取更有效的措施来获取更加准确的数据, 即将数据都放在一个数组中, 当采集到下一个数据时, 都会将新采集到的数据放靠前并自动丢弃原数组中最早采集的值, 然后再把数组中最大值和最小值丢弃, 将剩下的数据求取平均值就是最后需要的数据。
5 结论
本文设计了基于32位单片机的电磁信号采集与处理, 其核心是信号转换, 关键是信号的采集, 信号采集是基于电磁传感器的, 检测到信号的精确度与电磁传感器里通交流导线间的距离、传感器的摆放围着有很大的关系, 这些不精确的数值经过删选和滤波以后得到的稳定的数值即是最后输出。最后单片机就依据这些值确定小车在何方并控制其前行。
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